CN102193577A - 具电压补偿与零电位切换特性的定电流电路 - Google Patents

Abstract

本发明关于一种具电压补偿与零电位切换特性的定电流电路，该定电流电路是一单开关逆磁转换器，包括一控制电路、一检测电阻、一变压器、一分压补偿电路及一初级侧功率开关，该控制电路利用该检测电阻，取得该变压器的初级侧电流的信息，且能利用该分压补偿电路，自一输入电压，取得一补偿信号，并据以控制初级侧功率开关的临限电压，使得初级侧电流的峰值电压能因补偿信号的补偿作用，而被固定在一参考电压，使定电流电路的输出电流能维持在固定的状态。本发明能在不使用次级定电流检测电路及回授电路的情形下，仅需利用便宜的电子元件及极为简化的电路布局，即能在初级侧取得一切必要信息，且能在宽域的输入电压状态下，产生一恒定的输出电流。

Description

具电压补偿与零电位切换特性的定电流电路

技术领域

本发明是关于一种定电流电路，尤指一种具电压补偿与零电位切换特性的定电流电路，该定电流电路是利用一检测电阻，取得一变压器的初级侧电流的信息，且利用一分压补偿电路，自一输入电压，取得一补偿信号，并据以控制一初级侧功率开关的临限电压，使得该初级侧电流的峰值电压能被固定在一参考电压，从而使其输出电流能维持在恒定的状态。

背景技术

近年来，随着节能减碳及环保意识的逐渐高涨，传统白炽灯泡或日光灯的照明设备已有逐渐被消耗功率较低且寿命更长的发光二极管(以下简称LED)照明设备取代的趋势。目前，业界为了确保LED能维持在设计的发光亮度，以使该等LED照明设备能实现高效率与高准确度的照明，均会在该等LED照明设备上安装一LED驱动电路，以通过该LED驱动电路，提供一稳定的输出电流予LED，以使LED能发出固定的亮度，而不致因该驱动电路的输入电压的不稳定，导致LED发出不稳定的亮度，或甚至发生输出电流过高，而导致LED烧毁的问题。

传统上，一般业者在设计LED驱动电路时，最简单的作法，是使用一齐纳二极管DZ1、一PNP晶体管Q1及二电阻R1、R2等元件，制作出一个简易型的定电流电路，参阅图1所示，使得该定电流电路能根据下列公式(1)，产生一固定的输出电流I_O：

$I_O=\frac{V_{\mathrm{Zener}}-V_{\mathrm{EB}\left(\mathrm{PNP}\right)}}{R1}\·\·\·\left(1\right)$

其中V_Zener代表该齐纳二极管DZ1的击穿电压，V_EB(PNP)代表该PNP晶体管Q1的射-基极电压，如此，即能将该定电流电路的一输入电压源Input转换为一固定的输出电流I_O，因此，当该齐纳二极管DZ1的击穿电压V_Zener为5.1伏特，R1为10欧姆，且该PNP晶体管Q1的射-基极电压V_EB(PNP)为0.7伏特时，根据公式(1)，该定电流电路的输出电流I_O即为440毫安培(mA)：

$I_O=\frac{V_{\mathrm{Zener}}-V_{\mathrm{EB}\left(\mathrm{PNP}\right)}}{R1}=\frac{5.1V-0.7V}{10\mathrm{\Ω}}=0.44A=440\mathrm{mA}$

此种简易型的定电流电路，虽具有结构简单且成本较低的优点，其缺点是该齐纳二极管DZ1的击穿电压V_Zener与该PNP晶体管Q1的射-基极电压V_EB(PNP)均会随着温度而发生变化，使得该定电流电路的输出电流I_O具有较强的温度相依特性，且该定电流电路在其输入电压与输出电压间的差距较大时，将会发生较大的电能损失，导致其电能的利用效率较低。

为了改善前述简易型定电流电路的温度相依与效率较低的缺点，有业者设计出一种属于单开关隔离式逆磁转换器(Single Switch Isolated FlybackConverter)的定电流电路，参阅图2所示，该定电流电路主要是在输出电流I_O的路径上串联一电流检测元件R_S，以利用该电流检测元件R_S的电阻值，取得该输出电流I_O的相关信息，并将该输出电流I_O的相关信息经一电压放大回路V-Amp放大A倍后，再将放大结果A×R_s×I_o输入至一误差放大回路EA(ErrorAmplifier)，供该误差放大回路EA与一参考电压V_ref作比较，且据以产生一控制信号，并通过一光耦和器OC(optical coupler)，传送至一控制回路CC，使得该控制回路CC能根据该控制信号及下列公式(2)，切换一功率开关Q2，以调整一变压器T上初极绕组N_p的电压，进而使次极绕组N_s能维持恒定的输出电流I_O：

$A\×I_O\×R_S=V_{\mathrm{ref}}\→I_O=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{A\×R_S}\·\·\·\left(2\right)$

因此，当该电流检测元件R_S的电阻值为0.1欧姆，该电压放大回路V-Amp的放大倍率为100倍，且该参考电压V_ref为2.5伏特时，根据公式(2)，该定电流电路的输出电流I_O即为250毫安培(mA)：

$I_O=\frac{2.5V}{0.1\mathrm{\Ω}\×100}=0.25A=250\mathrm{mA}$

此种单开关隔离式逆磁转换器的定电流电路，虽改善了前述简易型定电流电路的缺点，其缺点是电路结构较为复杂，成本较高，且其控制回路CC必须通过光耦合隔离元件(即该光耦和器OC)作为信号的传递元件，故其整体制作成本与电路布局自然会较前述简易型定电流电路大幅增加。

为了省略前述光耦合隔离元件，另有业者设计出一种单开关隔离式逆磁转换器的定电流电路，参阅图3所示，其电路结构虽与图2所示的定电流电路非常类似，但其控制回路CC在操作上必须配合下列三模式(图2所示的定电流电路则无此限制)，进行控制：

(a)使其功率开关Q3维持在一固定的切换频率；

(b)其变压器T的电流必需操作在不连续导通模式(Discontinuous Mode，或简称DCM)；及

(c)该控制回路CC必需以电流模式(Current Mode)进行控制。

基于前述三模式，若能固定该变压器T上初级绕组N_p的电流i_p的峰值i_p-peak，则根据下列公式(3)，自然能产生符合固定功率的输出电流：

$V_{\mathrm{ref}}=i_{P-\mathrm{peak}}\×R_4\→i_{P-\mathrm{peak}}=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R_4}\·\·\·\left(3\right)$

其中R₄代表电阻值，该控制回路CC通过该电阻值R₄，取得该初级绕组N_p的电流i_p信息，其电压波形为i_P×R_S，V_ref代表一直流参考电压，若初级绕组N_p的电流i_p的峰值电压i_P-peak×R_S等于该直流参考电压V_ref，根据公式(3)，即能使初级绕组N_p的电流i_p峰值i_p-peak维持在一固定值，如图4所示。因此，为了使图3所示的定电流电路能由定功率输出变成定电流输出，且无需装设如图2所示的一光耦合隔离元件(用以取得次级绕组的电流信息)，图3所示的定电流电路乃通过该变压器T中一组属于初级侧但与次级绕组N_s同相的一检测绕组N_V，来取得输出电压V_O的相关信息，如此，该控制回路CC即能将输出电压V_O的相关信息加入运算，以决定初级绕组N_p的电流i_p的峰值电压i_P-peak×R_S，使得输出电流I_O能在一定程度下维持恒定。

图3所示的定电流电路的优点是该控制回路CC不需取得来自次级侧的信息，所有信息的取得、运算与转换控制均在初级侧完成，其电路结构远较图2所示的定电流电路大幅简化，现在市面上宣称LED专用的控制IC都是应用在此种定电流电路的架构上，惟，其缺点是，由于该控制回路CC没有取得输入电压的信息，故图3所示的定电流电路只适用于较窄的输入电压范围的状况，此外，由于该控制回路CC是操作于定频DCM模式，故该功率开关Q3必然会发生一定程度的切换损失。又，当该变压器T的电流被操作在定频DCM模式时，根据下列公式(4)，其逆磁功率转换器能量即为：

$P_O\×T_S=\frac{1}{2}\×L_m\×i_{P-\mathrm{peak}}^2\·\·\·\left(4\right)$

其中P_O代表图3所示的定电流电路的输出功率，T_S代表该功率开关Q3的切换周期(Switching period)，L_m代表变压器T的磁化电感(Transformermagnetizing inductor)，因此，根据公式(3)及(4)，图3所示的定电流电路的输出功率P_O即为下列公式(5)所示：

$P_O=\frac{L_m{V}_{\mathrm{ref}}^2}{2T_S{R}_4^2}\·\·\·\left(5\right)$

此时，若该变压器T的磁化电感L_m与该电阻值R₄为定值，由于图3所示的定电流电路为定频模式，故该功率开关Q3的切换周期T_S亦为定值，因此，只要能固定该直流参考电压V_ref，图3所示的定电流电路的输出功率P_O就不会随着输入或输出电压而变。然而，当图3所示的定电流电路操作在定频DCM模式时，参阅图5所示，由该功率开关Q3的漏-源极电压波形，可清楚看出，当该功率开关Q3导通的瞬间，漏-源极电压仍存在高达V_bulk的电压能量，该电压能量V_bulk在该功率开关Q3导通时，会全部损耗在该功率开关Q3上，因而极易造成该功率开关Q3发热，故图3所示的定电流电路在定频DCM模式下，其功率开关Q3在导通瞬间将产生相当大的功率损耗，形成电能的无端浪费。

现今市售的定电流电路大抵皆是利用图3所示定电流电路的基本架构而衍生出的应用电路，图6所示的定电流电路是使用Fairchild Semiconductor公司生产的型号FSEZ1016A的电流控制IC所制作的定电流电路，图7所示为使用Fairchild Semiconductor公司生产的型号FAN103的电流控制IC所制作的定电流电路，图8所示为使用Power Integrations公司生产的型号LNK605DG的电流控制IC所制作的定电流电路，因此，该等定电流电路操作在定频DCM模式下，其功率开关在导通瞬间均存在极易发热及功率损耗过大的问题。

因此，如何改善现有定电流电路存在的前述诸多缺失，且能在完全不必使用次级定电流检测电路及回授电路的情形下，以较为简化的电路布局及较少的电子元件，使定电流电路在初级侧即能取得一切必要信息，并据以完成运算及执行，使所产生的输出电流能在宽域的输入电压的状态下，仍能保持恒定，且能有效降低功率半导体元件(包括初级测功率开关与次级测整流元件)的切换损失，从而有效提高能源转换效率，即成为本发明在此欲探讨的一重要课题。

发明内容

有鉴于前述市售定电流电路的问题与缺点，发明人根据多年实务经验及研究实验，终于开发设计出本发明的一种具电压补偿与零电位切换特性的定电流电路，以期通过本发明，使所产生的输出电流能在宽域的输入电压的状态下，能保持恒定，且能有效降低功率半导体元件的切换损失，从而有效提高能源转换效率。

本发明的一目的，是提供一种具电压补偿与零电位切换特性的定电流电路，该定电流电路是一单开关逆磁转换器，包括一控制电路、一检测电阻、一变压器、一分压补偿电路及一初级侧功率开关，该控制电路能利用该检测电阻，取得该变压器的初级侧电流的信息，且能利用该分压补偿电路，自一输入电压，取得一补偿信号，并据以控制该初级侧功率开关的临限电压，使得该初级侧电流的峰值电压，能因该补偿信号的补偿作用，而被固定在一参考电压，从而使该定电流电路产生恒定的输出电流。因此，本发明能在不使用次级定电流检测电路及回授电路的情形下，仅需利用便宜的电子元件及极为简化的电路布局，即能在初级侧取得一切必要信息，且据以控制该初级侧功率开关的临限电压，使得该定电流电路能在宽域的输入电压状态下，产生恒定的输出电流。

本发明的另一目的，该控制电路能通过一绕设于该变压器的初级侧但与一次级绕组同相的一检测绕组，来检测该初级侧功率开关的电压或初极侧电流，且在判断出该初级侧功率开关的电压为零电压，或判断出初极侧电流为零电流时，据以切换该初级侧功率开关，且令该初级侧功率开关导通，如此，即能大幅降低该初级侧功率开关导通瞬间的切换损失。

如此，本发明即能在不使用次级定电流检测电路及回授电路的情形下，仅需利用便宜的电子元件及极为简化的电路布局，即能在初级侧取得一切必要信息，如：初级侧电流的峰值电压及来自输入电压的补偿信号，且根据设计的参考电压，控制该初级侧功率开关的临限电压，使得本发明的定电流电路能在宽域的输入电压状态下，产生一恒定的输出电流。

附图说明

图1是已知简易型的定电流电路的示意图；

图2是已知单开关隔离式逆磁转换器的示意图；

图3是已知定频DCM模式的单开关隔离式逆磁转换器的示意图；

图4是图3所示已知逆磁转换器的初级绕组N_p的电流i_p的峰值电压i_P-peak×R_S维持在参考电压V_ref的波形示意图；

图5是图3所示已知逆磁转换器的功率开关Q3的漏-源极电压的波形示意图；

图6所示的定电流电路是使用Fairchild Semiconductor公司生产的型号FSEZ1016A的电流控制IC制成的定电流电路的电路图；

图7所示为使用Fairchild Semiconductor公司生产的型号FAN103的电流控制IC制成的定电流电路的电路图；

图8所示为使用Power Integrations公司生产的型号LNK605DG的电流控制IC制成的定电流电路的示意图；

图9是本发明的一较佳实施例的定电流电路的立体分解图；

图10是图9所示实施例的初级侧功率开关Q₅的漏-源极电压Vds的波形示意图；

图11是图9所示实施例的输入电压V_bulk为低电压时，比较器的两输入端的电压波形示意图；

图12是图9所示实施例的输入电压V_bulk为高电压时，比较器的两输入端的电压波形示意图；

图13是本发明的另一较佳实施例的示意图；

图14是本发明的又一较佳实施例的示意图；及

图15是本发明的其它较佳实施例的示意图。

附图标号

变压器          ……………………T₅

初级绕组        ……………………N_P

次级绕组        ……………………N_S

检测绕组        ……………………N_V

输入电压滤波电容……………………C_in

线性电阻        ……………………R_line

辅助电阻        ……………………R_a

RS触发器        ……………………10

检测电路        ……………………20

比较器          ……………………30

控制电路        ……………………40、50

初级侧功率开关  ……………………Q₅

检测电阻        ……………………R_s

次级侧功率二极管……………………D₅

输出电压滤波电容……………………C_o

电感            ……………………L

输入电压        ……………………V_bulk

电压的振荡幅度  ……………………NV₀

参考电压        ……………………V_ref

初级侧电流      ……………………i_p

输出电压        ……………………V₀

漏-源极电压     ……………………Vds

输出电流        ……………………I_o

具体实施方式

为便于对本发明的目的、结构及其功效，做更进一步的认识与了解，举实施例配合附图，详细说明如下：

本发明是一种具电压补偿与零电位切换特性的定电流电路，该定电流电路可被应用于发光二极管(LED)照明设备，作为发光二极管的一驱动电路，以使该驱动电路的输出电流能维持在恒定的状态，该定电流电路为一操作于电流模式的单开关逆磁转换器(Single Switch Isolated Flyback Converter)，参阅图9所示，包括一变压器T₅、一输入电压滤波电容C_in、一线性电阻R_line、一辅助电阻R_a、一RS触发器(latch)10、一检测(Detection)电路20、一比较器(comparator)30、一初级侧功率开关Q₅、一检测电阻R_s、一次级侧功率二极管D₅及一输出电压滤波电容C_o等元件；其中该输入电压滤波电容C_in的正负极跨接在一输入电压V_bulk的正负极上；该变压器T₅的电流是操作于变频临界模式(Transition Mode)，而非定频DCM模式，其上设有一初级绕组N_P、一次级绕组N_S及一检测绕组N_V，其中该检测绕组N_V属于绕设于初级侧但与该次级绕组N_S同相的一绕组，该初级绕组N_P的一端与该输入电压滤波电容C_in的正极相连接，其另一端则与该初级侧功率开关Q₅的漏极相连接；该次级绕组N_s的一端连接至该输出电压滤波电容C_o的负极，其另一端则与该次级侧功率二极管D₅的正极相连接；该次级侧功率二极管D₅的负极与该输出电压滤波电容C_o的正极相连接，使得该输出电压滤波电容C_o能提供一固定的输出电流I_o予输出端(output)上所跨接的LED；该初级侧功率开关Q₅的源极与该检测电阻R_s的一端相连接；该检测绕组N_V的一端分别与该检测电阻R_s的另一端及该输入电压滤波电容C_in的负极相连接，该检测绕组N_V的另一端则与该检测电路20的输入端相连接；该检测电路20的输出端与该RS触发器10的设定输入端S相连接；该RS触发器10的输出端与该初级侧功率开关Q₅的栅极相连接。

由于，如前所述，本发明的定电流电路操作于临界模式，故当该变压器T₅内残存的能量，不足以使该次级侧功率二极管D₅维持在导通状态时，该次级侧功率二极管D₅上的电流即降为零，而变成截止状态，并令回路上的寄生电容及电感产生谐振，使得该初级侧功率开关Q₅的漏-源极电压Vds开始以输入电压V_bulk为中心，产生一正弦波(sin wave)的振荡电压，参阅图10所示，其上所标示的NV₀代表电压的振荡幅度，由于该振荡电压会反映在该检测绕组N_V上，故本发明即通过该检测电路20，通过该检测绕组N_V，来检测漏-源极电压Vds(或初极侧电流)，使得该检测电路20在判断出漏-源极电压Vds振荡至谷底时(理论上，最低点V_bulk-NV₀为零电压，若低于零电压，仍以零电压视之)，或判断出漏-源极电压Vds为零电压时，或判断出初极侧电流i_p为零电流时，据以输出一设定信号，使得该RS触发器10能根据该设定信号，控制该初级侧功率开关Q₅的切换，且令该初级侧功率开关Q₅导通，如此，即能大幅降低该初级侧功率开关Q₅导通瞬间的切换损失。

此外，在本发明中，该辅助电阻R_a的一端连接至该初级侧功率开关Q₅的源极与该检测电阻R_s间的线路，其另一端分别与该比较器30的一输入端相连接，及通过该线性电阻R_line，连接至该输入电压V_bulk的正极与该初级绕组N_P的一端间的线路；该比较器30的另一输入端与一参考电压V_ref相连接，其输出端则与该RS触发器10的重置输入端R相连接。如此，该比较器30除能通过该检测电阻R_s，取得初级侧电流i_p的一电压i_p×R_S信息外，亦能利用该线性电阻R_line及辅助电阻R_a所形成的一分压补偿电路，搭配该检测电阻R_s，通过分压补偿，自该输入电压V_bulk，取得一补偿信号

并通过重置该RS触发器10，以控制该初级侧功率开关Q₅的临限电压，使得该初级侧电流i_p的峰值电压i_p-peak×R_S能因该补偿信号

的补偿作用，而被固定为该参考电压V_ref，参阅图11所示，输入电压V_bulk为低电压时，该比较器30的两输入端的电压波形，参阅图12所示，输入电压V_bulk为高电压时，该比较器30的两输入端的电压波形，由图11及图12应能清楚得知，由于该参考电压V_ref根据本发明的定电流电路的实际需要，而被设计成固定值，故在输入电压V_bulk较高时，该补偿信号

将对该初级侧电流i_p的峰值电压i_p-peak×R_S产生较大的补偿作用，故能有效压抑高输入电压V_bulk时的初级侧电流i_p的峰值i_p-peak，进而有效降低高输入电压V_bulk时的输出电流I_o。

据上所述，由于本发明的定电流电路是一变频单开关逆磁转换器，根据下列公式(6)，其输出电流I_o应为：

$I_O=\frac{i_{P-\mathrm{peak}}\×V_{\mathrm{bulk}}}{2\×V_O\×(1+\frac{V_{\mathrm{bulk}}}{{\mathrm{NV}}_O})}\·\·\·\left(6\right)$

其中V_O代表输出端的输出电压，因此，将该输出电流I_o针对该输入电压V_bulk进行微分后，上述公式(6)将转变为下列公式(7)：

$\frac{{\mathrm{dI}}_O}{d{V}_{\mathrm{bulk}}}=\frac{i_{P-\mathrm{peak}}}{2V_O}{\left(\frac{{\mathrm{NV}}_O}{{\mathrm{NV}}_O+V_{\mathrm{bulk}}}\right)}^2>0\·\·\·\left(7\right)$

故，由公式(7)可清楚看出，该输出电流I_o随着输入电压V_bulk的上升而上升，或随着输入电压V_bulk的下降而下降，因此，本发明的定电流电路通过该比较器30，利用该检测电阻R_s取得初级侧电流i_p的电压i_p×R_S信息，且利用该分压补偿电路取得该补偿信号后，即能根据该参考电压V_ref，有效降低该输入电压V_bulk对该输出电流I_o的影响，使得本发明的定电流电路，在该输入电压V_bulk为宽域变化的情形下，仍能维持该输出电流I_o为一恒定值。

以上所述，仅是本发明的一较佳实施例，惟，在实施本发明时，并不局限于此，亦可依据实际需要，参阅图13所示，将前述实施例的定电流电路的RS触发器及检测电路整合成一控制电路40，或参阅图14所示，将RS触发器、检测电路及比较器整合成一控制电路50，只要该控制电路能在判断出初极侧电流i_p为零电流时，令该初级侧功率开关Q₅导通，且能利用该检测电阻R_s取得初级侧电流i_p的电压i_p×R_S信息，及利用该分压补偿电路取得该补偿信号

以控制该初级侧功率开关Q₅的临限电压，使得该初级侧电流i_p的峰值电压i_p-peak×R_S能因该补偿信号

的补偿作用，而被固定为该参考电压V_ref，进而使得该输出电流I_o为一恒定值，均属于本发明在此欲主张保护的定电流电路。

另，在本发明的其它实施例中，该分压补偿电路亦不局限于图9所示，按，凡本技术领域的技术人员，根据本发明的设计理念，通过其它的分压补偿电路，自该输入电压V_bulk，取得一补偿信号，并据以控制该初级侧功率开关Q₅的临限电压，使得该初级侧电流i_p的峰值电压i_p-peak×R_S能因该补偿信号

的补偿作用，而被固定为该参考电压V_ref，均属于本发明在此所称的分压补偿电路。

为确认本发明的定电流电路的效能，发明人特别根据图9所示的电路架构，在未设计该分压补偿电路的情形下，进行实测，其作法是将90～260伏特的交流电整流成127～368伏特的直流电，作为该定电流电路的输入电压V_bulk，且将其输出电压V_o设计为24伏特(直流)，初级绕组N_P与次级绕组N_S(及检测绕组N_V)的圈数比N设计为2.5，检测电阻R_s设计为1欧姆，参考电压V_ref设计为0.5伏特(直流)，如此，在无法取得来自该输入电压V_bulk的补偿信号的情形下，该定电流电路在不同输入电压V_bulk的状态(127～368伏特)，其输出电流I_o与输入电压V_bulk为90伏特时输出电流I_o的差距百分比，如下表所示：

输入电压Vbulk	输出电流Io	差距百分比
			127V	0.42A	0
156V	0.45A	7.1
			184V	0.47A	11.9
283V	0.52A	23.8
			325V	0.53A	26.2
368V	0.54A	28.6

亦即未在该定电流电路上设计该分压补偿电路的情形下，该定电流电路的输出电流I_o将随着输入电压V_bulk剧烈变动，而无法提供一稳定的输出电流I_o予LED，故无法使LED发出固定的亮度，或甚至可能因输出电流I_o过高，而导致LED发生烧毁的问题。

反之，当本发明的定电流电路上设计有图9所示的分压补偿电路时，若该线性电阻R_line设计为1M欧姆，且该辅助电阻R_a设计为400欧姆时，则在该比较器30能取得来自该输入电压V_bulk的补偿信号的情形下，本发明的定电流电路在不同输入电压V_bulk的状态(127～368伏特)，其输出电流I_o与输入电压V_bulk为90伏特时输出电流I_o的差距百分比，将如下表所示：

输入电压Vbulk	输出电流Io	差距百分比
			127V	0.373A	0
156V	0.385A	3.22
			184V	0.390A	4.55
283V	0.385A	3.22
			325V	0.376A	0.8
368V	0.364A	-2.41

亦即在设计有该分压补偿电路的情形下，该定电流电路的输出电流I_o几乎不会随着输入电压V_bulk变动，而能提供一稳定的输出电流I_o予LED，使LED发出恒定的亮度，亦能有效避免LED发生烧毁的问题。

在此需特别一提的是，在本发明的前述实施例中，为避免该输出电压滤波电容C_o必须使用高电容值的电解电容，而使本发明的定电流电路的整体使用寿命降低，在本发明的其它实施例中，亦能使用其它非电解电容，并在本发明的定电流电路的输出端串接一电感L，参阅图15所示，即能取代电解电容，以有效提高该定电流电路的整体使用寿命。

据上所述，本发明的定电流电路能在完全不必使用次级定电流检测电路及回授电路的情形下，仅需利用便宜的电子元件，如：电阻、RS触发器、检测电路及比较器等元件，通过极为简化的电路，即能在初级侧取得一切必要信息，如：初级侧电流i_p及来自输入电压V_bulk的补偿信号

且根据设计的参考电压V_ref，控制该初级侧功率开关Q₅的临限电压，使得本发明的定电流电路所产生的输出电流I_o能在宽域的输入电压V_bulk状态下，保持恒定，以提供一稳定的输出电流I_o予LED，使LED发出恒定的亮度，且能有效降低该初级侧功率开关Q₅的切换损失，从而有效提高能源转换效率。

以上所述，仅为本发明最佳具体实施例，本发明的构造特征并不局限于此，任何本领域的技术人员在本发明领域内，可轻易思及的变化或修饰，皆可涵盖在专利权利要求保护范围中。

Claims (17)

1.一种具电压补偿与零电位切换特性的定电流电路，其特征在于，所述定电流电路是一单开关逆磁转换器，包括：

一变压器，其初级侧接收一输入电压，其次级侧提供一输出电压；

一初级侧功率开关，连接至所述初级侧；

一检测电阻，连接至所述初级侧功率开关，用以检测所述初级侧的电流信息；

一分压补偿电路，其一端接收所述输入电压，其另一端连接至所述检测电阻与所述初级侧功率开关间的线路，用以产生一补偿信号；及

一控制电路，通过所述检测电阻，取得所述初级侧的电流信息，且通过所述分压补偿电路，取得所述补偿信号，并据以控制所述初级侧功率开关的临限电压，使得所述初级侧的电流的峰值电压能因所述补偿信号的补偿作用，而被固定在一参考电压，从而使所述次级侧产生一恒定的输出电流。

2.如权利要求1所述的定电流电路，其特征在于，所述初级侧包括一初级绕组及一检测绕组，所述次级侧包括一次级绕组，所述初级绕组的一端连接至所述输入电压，其另一端与所述初级侧功率开关相连接，所述检测绕组与所述次级绕组同相位，所述检测绕组的一端连接至所述输入电压，其另一端与所述控制电路的一输入端相连接，使得所述控制电路能通过所述检测绕组来检测所述初级侧功率开关的电压或所述初极侧的电流，且在判断出所述初级侧功率开关的电压为零电压，或判断出初极侧的电流为零电流时，据以导通所述初级侧功率开关。

3.如权利要求2所述的定电流电路，其特征在于，所述检测电阻的一端与所述初级侧功率开关相连接，所述检测电阻的另一端与所述检测绕组的一端相连接，所述分压补偿电路连接至所述控制电路的另一输入端，所述控制电路的一输出端连接至所述初级侧功率开关，用以控制所述初级侧功率开关。

4.如权利要求3所述的定电流电路，其特征在于，所述分压补偿电路包括：

一线性电阻，其一端连接至所述输入电压与所述初级绕组间的线路，用以接收所述输入电压；及

一辅助电阻，其一端连接至所述初级侧功率开关与所述检测电阻间的线路，其另一端与所述线性电阻的另一端相连接，且所述辅助电阻与所述线性电阻间的线路连接至所述控制电路的另一输入端。

5.如权利要求4所述的定电流电路，其特征在于，所述定电流电路还包括一输入电压滤波电容，所述输入电压滤波电容跨接在所述输入电压上。

6.如权利要求4或5所述的定电流电路，其特征在于，所述定电流电路还包括一输出电压滤波电容，所述输出电压滤波电容跨接在所述输出电压上。

7.如权利要求6所述的定电流电路，其特征在于，所述定电流电路还包括一次级侧功率二极管，所述次级侧功率二极管串接在所述次级绕组的一端与所述输出电压滤波电容的一端间的线路上。

8.如权利要求7所述的定电流电路，其特征在于，所述定电流电路还包括一电感，所述电感串接在所述输出电流的线路上。

9.一种具电压补偿与零电位切换特性的定电流电路，其特征在于，所述定电流电路是一单开关逆磁转换器，包括：

一变压器，其初级侧接收一输入电压，其次级侧提供一输出电压；

一初级侧功率开关，连接至所述初级侧；

一检测电阻，连接至所述初级侧功率开关，用以检测所述初级侧的电流信息；

一分压补偿电路，其一端接收所述输入电压，其另一端连接至所述检测电阻与所述初级侧功率开关间的线路，用以产生一补偿信号；

一比较器，其一输入端与所述分压补偿电路相连接，其另一输入端连接至一参考电压；及

一控制电路，其一输入端与所述比较器的一输出端相连接，以根据所述比较器取得的所述初级侧的电流信息及所述补偿信号，控制所述初级侧功率开关的临限电压，使得所述初级侧的电流的峰值电压能因所述补偿信号的补偿作用，而被固定在所述参考电压，从而使所述次级侧产生一恒定的输出电流。

10.如权利要求9所述的定电流电路，其特征在于，所述初级侧包括一初级绕组及一检测绕组，所述次级侧包括一次级绕组，所述初级绕组的一端连接至所述输入电压，其另一端与所述初级侧功率开关相连接，所述检测绕组与所述次级绕组同相位，所述检测绕组的一端连接至所述输入电压，其另一端与所述控制电路的一输入端相连接，使得所述控制电路能通过所述检测绕组来检测所述初级侧功率开关的电压或所述初极侧的电流，且在判断出所述初级侧功率开关的电压为零电压，或判断出初极侧的电流为零电流时，据以导通所述初级侧功率开关。

11.如权利要求10所述的定电流电路，其特征在于，所述检测电阻的一端与所述初级侧功率开关相连接，所述检测电阻的另一端连接至所述输入电压，所述控制电路的一输出端连接至所述初级侧功率开关，用以控制所述初级侧功率开关。

12.如权利要求11所述的定电流电路，其特征在于，所述分压补偿电路包括：

一线性电阻，其一端连接至所述输入电压与所述初级绕组间的线路，用以接收所述输入电压；及

一辅助电阻，其一端连接至所述初级侧功率开关与所述检测电阻间的线路，其另一端与所述线性电阻的另一端相连接，且所述辅助电阻与所述线性电阻间的线路连接至所述比较器的所述输入端。

13.如权利要求12所述的定电流电路，其特征在于，所述控制电路包括：

一检测电路，其输入端连接至所述检测绕组的另一端，用以检测所述初级侧功率开关的电压或所述初极侧的电流；及

一RS触发器，其设定输入端与所述检测电路的输出端相连接，其重置输入端与所述比较器的输出端相连接，其输出端与所述初级侧功率开关相连接，用以控制所述初级侧功率开关。

14.如权利要求13所述的定电流电路，其特征在于，所述定电流电路还包括一输入电压滤波电容，所述输入电压滤波电容跨接在所述输入电压上。

15.如权利要求13或14所述的定电流电路，其特征在于，所述的定电流电路还包括一输出电压滤波电容，所述输出电压滤波电容跨接在所述输出电压上。

16.如权利要求15所述的定电流电路，其特征在于，所述定电流电路还包括一次级侧功率二极管，所述次级侧功率二极管串接在所述次级绕组的一端与所述输出电压滤波电容的一端间的线路上。

17.如权利要求16所述的定电流电路，其特征在于，所述定电流电路还包括一电感，所述电感串接在所述输出电流的线路上。

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