CN201830503U - 反激式单级功率因数校正led驱动电源 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及一种驱动方式为反激式单级功率因数校正（PFC）的LED驱动电源，包括功率因数校正控制器、变压器，还包括开关管和控制电路，功率因数校正控制器和变压器共用开关管和控制电路，功率因数校正控制器设置在变压器的一次侧，多个LED发光体连接在变压器的二次侧。PFC级和DC/DC级共用一个开关管和一套控制电路，在获得稳定输出的同时实现功率因数校正，具有电路简单、成本低的优点，适用于小功率场合。

Description

反激式单级功率因数校正LED驱动电源技术领域

[0001] 本实用新型涉及一种LED照明的驱动电源，尤其是一种驱动方式为反激式单级功 率因数校正（PFC)的LED驱动电源。背景技术

[0002] 近年来，LED技术发展迅速，它具有一下优点：

[0003] 1、高节能：LED采用直流驱动，超低功耗(单管0.03瓦〜1瓦)，其电光功率转换接 近100%，相同的照明效果比传统光源节能80%以上；

[0004] 2、长寿命：LED属于固体冷光源，采用环氧树脂封装，由于灯体内没有松动的部 分，所以不存在灯丝发光易烧，热沉积，光衰快等缺点，使用寿命可达5万到10万小时，比传 统光源寿命长10陪以上；

[0005] 3、环保：LED是一种绿色光源，环保效益更佳，光谱中没有紫外线和红外线，热量 低并且无频闪、无辐射，LED的废弃物可回收，不含汞元素，没有污染，并且，是一种可以安全 触摸的冷光源，属于典型的绿色照明光源。

[0006] LED驱动电源的主要功能是将交流输入电压转换为恒压恒流的直流电源。LED光 源工作的主要参数是Vf/If. LED，其中，Vf为标称电压，对于白色LED，Vf=3. 4V，而LED的工 作电流If 一般按需要选用，并且，各档不能混用，请参见下表：

[0007]白色 LED(VF=3. 4V) 一般功率LED 大功率LEDIf 15^25mA 20(Tl400mA

[0008] 为了减少对交流电网的污染，国际上推出了一些限制电流谐波的标准，如 IEC1000-3-2就要求开关电源必须采取措施降低电流谐波含量。为了使输入的电流谐波满 足要求，必须加入功率因数校正（PFC)，目前应用的最广泛的是PFC级+DC/DC级的两级方 案，如图1所示，PFC级和DC/DC级分别有各自的开关器件和控制电路，这种方案能够获得 很好的性能，但是，它的缺点是电路复杂，成本高。实用新型内容

[0009] 本实用新型的目的客服现有技术中存在的问题，提出一种PFC级和DC/DC级 共用一个开关管和一套控制电路、在获得稳定输出的同时还能够实现攻率因数校正的反激 式单级功率因数校正LED驱动电源。

[0010] 为达到上述目的，本实用新型所采用的技术方案是：

[0011] 一种反激式单级功率因数校正LED驱动电源，包括功率因数校正控制器、变压 器，还包括开关管和控制电路，功率因数校正控制器和变压器共用开关管和控制电路，功率 因数校正控制器设置在变压器的一次侧，多个LED发光体连接在变压器的二次侧。PFC级和 DC/DC级共用一个开关管和一套控制电路，在获得稳定输出的同时实现功率因数校正，具有 电路简单、成本低的优点，适用于小功率场合。

[0012] 上述技术方案还可以进一步完善，作为优选，功率因数校正控制器的型号是SA7527。SA7527功率因子校正控制器中内置有R/C滤波器，并且自带有电流感应电路，因此 不需要外部R/C滤波器。此外该控制器中还设置有特殊的防击穿电路。SA7527适用于电子 镇流器和所需体积小，功耗低，外围器件少的高密度电源。输出驱动器钳位电路还可以限制 功率MOSFET管的驱动阈值。SA7527很大的提高了系统的可靠性。

[0013] 作为优选，功率因数校正控制器工作在临界导通模式。

[0014] 作为优选，控制电路包括一个设置在变压器的一次侧与功率因数校正控制器之间 的缓冲电路、一个接入功率因数校正控制器CS脚的检流电阻、和接入功率因数校正控制器 VCC脚的启动电阻，缓冲回路通过一个开关管接入功率因数校正控制器的阀值驱动器输出 管脚。缓冲回路用来缓冲MOS官关断时，漏感所释放出来的高电压；当检流电阻检测到开关 管的过流信号时，即封锁SA7527的输出信号，实现过流保护，当Vcs>l. 8V时SA7527的7脚 (OUT)会输出低电平，关断MOS管，不使变压器饱和，以保护变压器和电路。

[0015] 作为优选，开关管为2A、650V的MOS (N)管。

[0016] 作为优选，变压器的二次侧与LED发光体之间形成有反馈环路，反馈环路包括电 压控制回路和电流控制回路，电压控制回路包括跨导运算放大器、电阻取样网络、光电耦合 器、和变压器的次级线圈，电流控制回路包括跨导运算放大器、采样电路、光电耦合器、二极 管和变压器的次级线圈。

[0017] 作为优选，跨导运算放大器的型号是AP4313，光电耦合器的型号是PC817。

[0018] 作为优选，变压器是反激变压器。

[0019] 作为优选，变压器的初次级匝数比为3. 6，初级匝数为84TS，次级匝数为14TS，初 级线圈的线径为0. 24mm，次级线圈的线径为0. 19mm。

[0020] 作为优选，变压器采用三文治绕法制成。为了减小变压器的漏感，变压器采用三文 治绕法制成，采用该绕法的电源EMI性能较好。

[0021] 由于上述技术方案的采用，本实用新型具有以下优点：

[0022] 本实用新型实现了输入电压9(T265VAC、50HZ/60HZ时，输出恒压恒流 24VDC-350mA (恒压：3. 4X7=24V,恒流If=350mA),具有高功率因数（0. 95以上)、低谐波 (15%以下)、高效率的优点，同时，由于PFC级和DC/DC级共用一个开关管和一套控制电路， 在获得稳定输出的同时实现功率因数校正，是一种低成本的解决方案，加之本实用新型电 路简单的特点，特别适用于小功率场合。附图说明

[0023] 图1为现有技术中LED驱动电源的一种结构框图；

[0024] 图2为本实用新型的一种电路图。具体实施方式

[0025] 下面结合附图，对本实用新型做进一步说明。

[0026] 请参见图2所示的反激式单级功率因数校正LED驱动电源，包括功率因数校正控 制器和反激变压器，在本实施例中，功率因数校正控制器的型号是SA7527，工作在临界导通 模式（CRM)。

[0027] SA7527功率因子校正控制器中内置有R/C滤波器，并且自带有电流感应电路，因此不需要外部R/C滤波器。此外该控制器中还设置有特殊的防击穿电路。SA7527适用于电 子镇流器和所需体积小，功耗低，外围器件少的高密度电源。输出驱动器钳位电路还可以限 制功率MOSFET管的驱动阈值。SA7527很大的提高了系统的可靠性。

[0028] SA7527 管脚说明：

[0029]管脚名称 说明1 脚（INV) 误差放大器倒向输入2 JiP (EA OUT) 误差放大器输出管脚,此管脚和INV管脚之间连接一个反馈补偿网路3脚（MULT) 乘法器输入管脚4脚（CS) PWM比较器输入管脚，MOS管电流几个一个电阻后，主编为电压提供给CS管脚，内置的R/C滤波器可以抑制任何高频噪声5脚（IDET) 零电流检测输入管脚6脚（GND) 接地管脚7脚（OUT) 阀值驱动器输出管脚8脚（VCC) 驱动器和控制电路的工作电压

[0030] 电路说明如下：

[0031] 此外，图2所示的电路还包括开关管和控制电路，功率因数校正控制器和反击变 压器共用开关管和控制电路。其中，开关管为2A、650V的MOS (N)管。

[0032] 控制电路包括一个设置在变压器的一次侧与功率因数校正控制器之间的缓冲电 路、一个接入功率因数校正控制器CS脚的检流电阻、和接入功率因数校正控制器VCC脚的 启动电阻。缓冲回路通过一个开关管接入功率因数校正控制器的7脚（OUT，阀值驱动器输 出），用来缓冲MOS官关断时，漏感所释放出来的高电压。

[0033] 当检流电阻检测到开关管的过流信号时，即封锁SA7527的输出信号，实现过流保 护，当Vcs>l. 8V时SA7527的7脚(OUT)会输出低电平，关断MOS管，不使变压器饱和，以保 护变压器和电路。检流电阻阻值为1. 8/Iin-mA=l. 8/0. 75=2. 4(取2R电阻）

[0034] 变压器的二次侧与LED发光体之间形成有反馈环路，反馈环路包括电压控制回路 和电流控制回路。

[0035] 电压控制回路包括跨导运算放大器、电阻取样网络、光电耦合器、和变压器的次级 线圈，电流控制回路包括跨导运算放大器、采样电路、光电耦合器、二极管和变压器的次级 线圈。在本实施例中，跨导运算放大器的型号是AP4313，光电耦合器的型号是PC817。

[0036] 在电压控制回路中，由于负反馈原理使得AP4313的V端等于跨导运算放大器 的正向输入端电压，Vref=L 21V,因此为得到相应的输出电压Vout，取样电阻应有的关 系为Vout=Vref (R24+R22 ) /R22，此外，为了阻止电阻取样网络在初级线圈开关导通时 次级输出电容过度的放电，R22，R24应该取得比较大的值。在此电路中，取R24=100K，则 R22=R24X1. 21/(24-1. 21)=5. 3K (取 5K+300R)。

[0037] 在电流控制回路中，当跨导运算放大器的负端大于正端电压时，跨导运算放大 器从输出端OUT吸入电流，由于两个跨导运算放大器的输出具有“线与”的功能更，次级 输出实现对输出电流的恒定限制。电流控制回路中的跨导运算放大器的参考电压是由 Vref通过芯片内部的电阻取样网络得到的，取样电阻网络的最低电平节点作为引出端口 与二级管的阳极相连，AP4313的Vsense与GND相连，Vsense与Ictrl之间并联取样电阻 Rsense=200Mv/Ilim, R15=0. 2/0. 35=0. 57R(取0R56)；为了限定反激变换器的初级线圈的 开关震荡频率，同时为了防止反激变换器发生震荡，在反激变换器中，还连接有频率补偿电 路。[0038] 图2所示的电路的工作原理是：

[0039] 5脚是零电流检测输入端，接在变压器辅助绕组，因而检测到的是电感电流，即外 电源流入负载的电流。当电感电流为零时，7脚输出高电平，使MOS管导通。外电源通过桥 式整流，使变压器一次侧和MOS管导通，电流流过变压器一次侧，将电能储存于电感中。当 电感电流增大到一定值时，MOS管又关断，这也是通过RS触发器进行控制的。1脚接PFC输 出电压的分压，该电压经放大后，与由3脚输入的电压分压值在MULT中相乘，MULT的输出与 由4脚输入的MOS管的电流比较。当输入MOS管的电流值大于MULT输出的电流值时，OIC 输出电平翻转，将RS触发器置“0”，该电平由7脚输出，关断MOS管。因此，MULT的输出电 流即通过MOS管的电流的门限值，该门限值随输入电压的变化而近似呈正弦规律变化。当 MOS管关断后，变压器一次侧的电流逐渐减小，当此电流接近零时，又导致7脚的输出翻转， 将RS触发器置“1”，MOS管导通，重复以上过程。当负载突然关断、启动或输出端出现浪涌 时，会出现输出电压过高的情况，这时OVC会发挥保护作用。此时，过压保护器的输出电平 发生翻转，将RS触发器置“0”，关断MOS管。器件内设定的比较器门限电压为3. 8 V。欠压 锁定的作用在于监控电源正极电压。当8脚的电压Vcc低于下限值时，UVLO输出低电平，7 脚也输出低电平，关断MOS管。定时器的作用是在电感电流下降到零时启动MOS管。

[0040] 下面介绍变压器的设计步骤。

[0041] SA7527的开关频率设定为65KHZ。

[0042] 1、确定电源规格：

[0043] 1).输入电压范围 Vin=90—^5Vac;

[0044] 2).输出电压 / 负载电流：Vout=MV/350mA;

[0045] 3).变压器的效率？?=0. 82

[0046] 2、确定工作频率和最大占空比

[0047] 取：工作频率fosc=65KHz,最大占空比Dmax=O. 45.

[0048] T=l/fosc=15. 38us. Ton (max) =0. 45 X 15. 38=6. 9us

[0049] Toff=15. 38-4. 5=5. 5us.

[0050] 3、计算变压器初与次级匝数比η (Np/Ns=n) [0051 ]最低输入电压 Vin (min) =90X1. 2=108Vdc

[0052] 根据伏特-秒平衡，有：

[0053] Vin(min)XDmax=(Vout+Vf)X (I-Dmax)X η

[0054] N=Vin(min)XDmax/(Vout+Vf)X (I-Dmax)

[0055] =[108X0. 45] / [(24+1. 0)*0· 55]= 3.6

[0056] 4、计算变压器初级峰值电流

[0057] 设输出电流的过流点为120%

[0058]输出总功率：Pout=L 2 X Vo X Io=L 2X25X0. 35=10. 5W

[0059] 电源输入功率：Pin=Pout/??=10. 5/0. 82=12. 8W

[0060] Pin=IpkX Vin (max) XDmax/2Xl. 414

[0061] Ipk=2Xl. 414XPin / Vin(max) XDmax

[0062] =2X1. 414X12. 8/[108X0. 45]

[0063] =0. 75A[0064] Δ I=Ipk=O. 75Α

[0065] 5.计算变压器初级电感量

[0066] 由 Vdc=LpX Δ i/At，得出：

[0067] Lp=Vin (min) X Ton (max) / Δ I

[0068] =108*6. 9/0. 75=993Uh (取值 990Uh)

[0069] 6.变压器铁芯的选择.

[0070] 当Vdc最小时，导通时间为最大Dmax，工作在临界模式的电流为三角波，三角波的 波动范围约为中心值。初级电流波形可精确等效成幅值为Ipft，占空比为Dmax的矩形脉 冲。当 Vdc=Vdc (min)时，[0071 ] Po= η Pin= η XVdc(min)X[IaviVdc(min)]

[0072] Po= η Pin= η X Vdc (min) X Ipft X Dmax

[0073] 而此时，幅值为Ipft 的电流有效值为 ■ Imis = Ipft-.iOmmJ3 ·贝丨J

[0075] 根据法拉利定律

[0076] Vp=NpXAeX Δ B/Δ T

[0077] 式中，Vp为初级电压(近似等于Vdc)，Np为初级匝数，Ae为磁心面积，

[0078] 」B为磁通密度增量，（取值范围为0〜Bmax)，」T为导通时间，当输入直流电压为 Vdc (min)时，Δ B/Δ T=Bmax/Ton_max,取 f=l/T 则：

[0079] Po= η Pin= η X Vdc (min) X Ipft X Dmax

[0080][0081] 假设初级和所有次级的电流密度都为j=6A/mm2，辅助绕组电流非常小，其绕线尺 寸也很小，所以忽略其在骨架上所占的面积。令Ab为骨架的绕组面积，Ap为初级绕组面积， As为次级绕组面积，Ati为初级功率绕组每匝的面积

[0082] 则当窗口使用系数SF=O. 4，且Ap=As时，有：

[0083] Ap=O. 2Ab=Np XAti

[0084] Ati=O. 2Ab/Np

[0085] Ati=Irms/J

[0086] Ap=O. 2Ab=NpXAti= NpXIrms/J

[0074]

[0092][0093] 则得到：

[

[0096] 故选择EF20铁氧体磁芯.

[0097] 7.变压器初级匝数

[0098] Δ B/Bmax= Δ I/Ipk=0. 22 X 0. 75/0. 75=0. 22T

[0099] 由 Np=Lp X Δ I/AeX Δ B,得：

[0100] Νρ=990 X 0. 62/ [33. 5X0. 22] = 83. 28 取 Νρ=84

[0101] 因此变压器磁芯选择通过.

[0102] 8.计算变压器次级匝数

[0103] Ns=Np/n=84/3. 6=23. 3 取 Ns =23TS

[0104]辅助匝数 Na=Ua*Ns/Uo=15 X 23/24=14. 3 取 14TS

[0105] 9.计算变压器初级线圈和次级线圈的线径

[0106] 1).导线横截面积：

[0107] 前面已提到，取电流密度j=6A/mm2

[0108]变压器初级线圈：导线截面积=lp(rms)/j=0. 75 V (0. 45/3)/6A/mm2

[0109] =0. 048mm2

[0110] 初级线圈线径为0. 24mm

[0111] 变压器次级线圈：

[0112]次极电流有效值：lout (rms) =Io X V (0. 55/3)=2. 7 X/3=1. 15A

[0113] 次级导线载面积=1. 15/6=0. 19mm2

[0114]次极线径=0. 58mm

[0115] 为了减小变压器的漏感，变压器采用三文治绕法制成，采用该绕法的电源EMI性 能较好。8[0116] 应理解，该实施例仅用于说明本实用新型而不用于限制本实用新型的范围。此外 应理解，在阅读了本实用新型讲授的内容之后，本领域技术人员可以对本实用新型作各种 改动或修改、等同替换等，这些等价形式同样落于本申请所附权利要求书所限定的范围。

Claims (10)

1. 一种反激式单级功率因数校正LED驱动电源，它包括功率因数校正控制器、变压器， 其特征在于：它还包括开关管和控制电路，所述的功率因数校正控制器和变压器共用所述 的开关管和控制电路，所述的功率因数校正控制器设置在所述的变压器的一次侧，多个LED 发光体连接在所述的变压器的二次侧。

2.根据权利要求1所述的反激式单级功率因数校正LED驱动电源，其特征在于：所述 的功率因数校正控制器的型号是SA7527。

3.根据权利要求2所述的反激式单级功率因数校正LED驱动电源，其特征在于：所述 的功率因数校正控制器工作在临界导通模式。

4.根据权利要求1或2或3所述的反激式单级功率因数校正LED驱动电源，其特征在 于：所述的控制电路包括一个设置在所述的变压器的一次侧与所述的功率因数校正控制器 之间的缓冲电路、一个接入所述的功率因数校正控制器CS脚的检流电阻、和接入所述的功 率因数校正控制器VCC脚的启动电阻，所述的缓冲回路通过一个开关管接入所述的功率因 数校正控制器的阀值驱动器输出管脚。

5.根据权利要求4所述的反激式单级功率因数校正LED驱动电源，其特征在于：所述 的开关管为2A、650V的NMOS管。

6.根据权利要求1或2或3所述的反激式单级功率因数校正LED驱动电源，其特征在 于：所述的变压器的二次侧与LED发光体之间设置有反馈环路，所述的反馈环路包括电压 控制回路和电流控制回路，所述的电压控制回路包括跨导运算放大器、电阻取样网络、光电 耦合器、和变压器的次级线圈，所述的电流控制回路包括跨导运算放大器、采样电路、光电 耦合器、二极管和变压器的次级线圈。

7.根据权利要求6所述的反激式单级功率因数校正LED驱动电源，其特征在于：所述 的跨导运算放大器的型号是AP4313，所述的光电耦合器的型号是PC817。

8.根据权利要求1或2或3所述的反激式单级功率因数校正LED驱动电源，其特征在 于：所述的变压器是反激变压器。

9.根据权利要求8所述的反激式单级功率因数校正LED驱动电源，其特征在于：所述 的变压器的初次级匝数比为3. 6，初级匝数为84TS，次级匝数为14TS，初级线圈的线径为 0. 24mm，次级线圈的线径为0. 19mm。

10.根据权利要求9所述的反激式单级功率因数校正LED驱动电源，其特征在于：所述 的变压器采用三文治绕法制成。