DE2751578A1 - Kippschaltungsanordnung zur bereitstellung einer spannung - Google Patents
Kippschaltungsanordnung zur bereitstellung einer spannungInfo
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Description
HELMUT SCHROETEk KLAUS LEHMANN
Toko, Inc. yl-to-11
Se/H 18. Nov. 1977
Kippschaltungsanordnung zur Bereitstellung einer Spannung
Die Erfindung betrifft eine Kippschaltungsanordnung zur Bereitstellung
einer zur Leistungsabgabe geeigneten, geregelten Spannung mit einer Arbeitsweise, bei der während eines Zeitabschnitts
Energie durch das Durchschalten eines Schaltelements, z. B. eines Transistors oder dergleichen, zur Verbindung einer Gleichspannungsquelle mit einer Transformatorwicklung und Veranlassung eines
Stromflußes durch die Transformatorwicklung gespeichert wird, und
während eines Zeltabschnitts Energie durch Ausschalten des Schaltelements
zwecks Stromentzugs aus der Transformatorwicklung entnommen wird. Die Erfindung befaßt sich dabei mit einer Einrichtung
zur Stabilisierung der Ausgangsspannung über einer Last an der Schaltungsanordnung. '
Gewöhnlich wird bei einer Schaltungsanordnung zur Bereitstellung einer zur Leistungsabgabe geeigneten Spannung von der Art, bei
der eine Kippspannung geschaltet wird und der Bezugspunkt der Ausgangsspannung frei wählbar ist, wobei die Primär- und die
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li^n« Tel«: 7248 868 pagdd Ponsdiedtkonto München 167941-804 UpowskystraSe 10 Telex: 5 212 24« pm d
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Sekundärwicklung des Transformators galvanisch getrennt sein müssen, die Ausgangsspannung am Ausgangsende der Sekundärwicklung
durch Vergleich mit einer Bezugsspannung ermittelt und der sich
ergebende Ermittlungsausgangswert auf die andere Wicklung des Transformators mittels eines lichtaussendenden Elements, z. B.
eines Fotokopplers, oder mittels einer Wechselspannungsmodulationsschaltung
zurückgeführt. Hierdurch wird der ermittelte Ausgangswert bei gleichzeitiger galvanischer Trennung von der Primärwicklung
auf diese übertragen und moduliert die Impulsbreite einer im Primärkreis vorgesehenen Schwingschaltung, so daß die
Ausgangsspannung am Ausgangsende der Sekundärwicklung stabilisiert wird. Allerdings erfordert das obengenannte Spannungsstabilisierungssystem
eine komplizierte Schaltungsanordnung und eine Anzahl yon Teilen und macht darüber hinaus mühsame Einstellarbeiten
zur Erzielung eines ausgezeichneten Spannungsstabilisierungsverhaltens bei Schwankungen der Versorgungsspannung, der
Last usw. notwendig mit der Folge, daß die Schaltungsanordnung teuer wird.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Nachteile der bekannten
Schaltungsanordnungen zu vermeiden und eine Kippschaltungsanordnung zur Bereitstellung einer zur Leistungsabgabe geeigneten,
geregelten Spannung zu schaffen, die mittels einfacher und zuverlässig arbeitender Mittel ein ausgezeichnetes Spannungsstabilisierungsverhalten
gegenüber Schwankungen der Versorgungsspannung, des Lastwiderstands usw. zeigt.
Die Erfindung löst die gestellte Aufgabe in erster Linie durch die Anspruch 1 angegebenen Maßnahmen.
In der nachfolgenden Beschreibung sind Ausführungsbeispiele der
Erfindung anhand der Zeichnungen erläutert. Es zeigen Fig. 1: ein Schaltungsdiagramm eines Beispiels einer Kippschaltungsanordnung zur Bereitstellung einer Spannung gemäß
dem bekannten Stand der Technik,
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Figuren 2a und 2b: die im Betrieb auftretenden Wellenformen der
Anordnung nach Fig. 1,
Fig. 3: ein Schaltungsdiagramm eines AusfUhrungsbeispiels der Erfindung,
Figuren 4a und 4b: die gegenseitige Beziehung verschiedener Steuerspannungen
der Anordnung der Fig. 3# Figuren 5 und 6: graphische Darstellungen zur Veranschaulichung des
Verhaltens des Ausführungsbeispiels der Fig. 3,
Flg. 7: einen Ausschnitt aus einem Schaltungsdiagramm einer Modifikation des Ausführungsbeispiels der Fig. 3,
Flg. 8: ein Schaltungsdiagramm einer weiteren Abwandlung des Ausführungsbeispiels
der Fig. 3»
Fig. 9: einen Ausschnitt aus einem Schaltungsdiagramm einer weiteren
Fig. 9: einen Ausschnitt aus einem Schaltungsdiagramm einer weiteren
Modifikation des Ausführungsbeispiels der Fig. 8, Flg. 10: ein Schaltungsdiagramm eines weiteren AusfUhrungsbeispiels
der Erfindung,
Fig. 11: die gegenseitige Beziehung verschiedener Steuerspannungen der Anordnung der Fig. 10,
Fig. 11: die gegenseitige Beziehung verschiedener Steuerspannungen der Anordnung der Fig. 10,
Fig. 12: ein Schaltungsdiagramm einer Abwandlung des Ausführungsbeispiels der Fig. 10,
Fig. 13: ein Schaltungsdiagramm eines weiteren AusfUhrungsbeispiels
vorliegender Erfindung.
Zweck besseren Verständnisses der Erfindung wird zunächst unter Bezugnahme auf Fig. 1 ein AusfUhrungsbeispiel einer herkömmlichen
Kippschaltungsanordnung zur Bereitstellung einer Spannung mit vereinfachtem Schaltungsaufbau erläutert.
Gemäß Fig. 1 enthält ein Transformator T. eine Primärwindung L., eine Sekundärwindung Lp und Tertiärwindung L,. Der Emitter eines
Leistungstransistors Q. ist geerdet, dessen Kollektor an eine Gleichspannungsquelle Eg über die Primärwindung L. des Transformators
T1 und dessen Basis an die Gleichspannungsquelle Eg über
einen Vorwiderstand Rn angeschlossen. Eine Gleichrichterdiode D0
ist mit ihrer Kathode an den Emitter des LeistungetransistorsQj
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über die Tertiärwindung L, des Transformators T. angeschlossen.
Ihre Anode ist über einen Kodensator Cn geerdet. Der Verbindungspunkt
zwischen der Anode der Gleichrichterdiorde D-, und dem Kondensator
Cc, nämlich der Potentialbezugspunkt S, ist mit der Basis
des Leistungstransistors Q. über eine Zenerdiode Z~ verbunden.
Außerdem ist mit der Sekundärwindung Lg des Transformators T-eine
Gleichrichter- und Glättungsschaltung verbunden, die aus einer Gleichrichterdiode DR , einer Drosselspule LR und Kondensatoren
CR, und CR2 besteht. Zwischen den Ausgangsanschlüssen a und b
befindet sich ein Lastwiderstand RT.
L·
Nachfolgend wird die Arbeitsweise dieser im Prinzip bekannten
Schaltung erläutert.
Die Fig.2 zeigt die gegenseitige Beziehung der Wellenformen der
Ströme in ihrem zeitlichen Ablauf, wobei I1 der Strom durch die
Primärwindung L, des Transformators T. und I2 der Strom duroh die
Sekundärwindung Lp des Transformators T, ist. Dabei ist zu beachten,
daß Fig. 2a sich auf den Fall bezieht, in dem die am Lastwiderstand Rj. abgenommene Leistung klein ist, während Fig. 2b sich auf
den Fall bezieht, in dem die am Lastwiderstand Rj_ abgenommene Leistung
groß 1st.
Es wird ferner angenommen, daß der Nullpunkt für die Zeitachse t der Zeitpunkt ist, in dem der Leistungstransistor Q. in den leitfähigen
Zustand übergegangen ist.Der Strom I. fließt zur Primärwindung
L. des TransformatorsT, und digser Strom baut sich
in der Primärwindung L1 mit der Größe I1=^ t auf. Das bedeutet,
das der Strom I1 mit der Zeit linear zunimmt, wobei Energie nach
und nach im Transformator T1 gespeichert ist. Zur Zeit t =* t,
erreicht der Strom I seinen Maximalwert I1 max. Hierauf wird der
LeistungstransistorQx ausgeschaltet, so daß der Strom I1 zu Null
wird. Außerdem wird die im Transformator T1 gespeicherte Energie
in die Sekundärwindung L2 induziert, so daß ein Strom I2 aus der
Sekundärwindung L2 in folgender Größe fließt I2=I2max(l - i)·
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Das bedeutet, daß der Strom I2 mit der Zeit linear abnimmt und
die im Transformator T. gespeicherte Energie entladen wird, bis der Zeitpunkt t=T erreicht wird, worauf der Strom I2 zu Null wird.
Durch Wiederholung des oben beschriebenen Arbeitsablaufs gibt die Anordnung an den Lastwiderstand RT Leistung ab.
Jj
Vergleicht man Pig. 2a mit Fig. 2b, so sieht man, daß bei Zunahme der von der Last entnommenen Leistung die Zeitspanne t ,während
der der Transistor Q, leitet, und die Zeitspanne (T - t.), während
der der Transistor Q, nicht leitet, sioh verlängern, wodurch die Periode T verlängert wird. Außerdem vergrößern sich mit erhöhtem
Laststrom die Maximalwerte der Ströme I. max und I2max, was
wiederum den Strommittelwert I-M und Ip« vergrößert.
Ferner bewirkt die in Fig. 1 gezeigte bekannte Schaltungsanordnung
die Spannungsstabilisierung durch Betrieb des Leistungstransistors Q. in der Weise, daß die über dem Kondensator Cc erzeugte Vergleichsspannung
Ec stets gleich der Bezugsspannung E2 ist. Außerdem
ist die Vergleichsspannung Ec im wesentlichen gleich der induzierten
Spannung E, , die an der Tertiärwindung L, erzeugt wird.
Die an der Sekundärwindung Lp erzeugte, induzierte Spannung E2
ist proportional dem Windungsverhältnis zwischen Tertiärwindung L, und Sekundärwindung Lp . Folglich hat die induzierte Spannung
E2 stets eine vorbestimmte Proportionalbeziehung zur Bezugsspannung E2 , die stets einen im wesentlichen konstanten Pegel
einhält und damit sicherstellt, daß die induzierte Spannung E2
stets in gleicher Höhe vorliegt.
Auf diese Weise stabilisiert das Spannungsstabilisierungssystem des bekannten Standes der Technik die induzierte Spannung Ep, die
an der Sekundärwindung L2 des Transformators erzeugt wird, dadurch,
daß die durch die Zenerdiode Zß erzeugte Bezugsspannung E- mit der
Vergleichsspannung E_ verglichen wird, die am Kondensator Cc erzeugt
wird. Wenn aber die induzierte Spannung E2 als Ausgangsspannung EQ
zwischen den Ausgangsanschlüssen a und b verwendet werden soll,
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stellt sich ein der Anordnung eigener Spannungsabfall ein, der vom Vorhandensein der Gleichrichterdiode DR oder der Drosselspule
LR herrührt. Überdies wird dieser Spannungsabfall durch
Zunahme oder Abnahme des Laststroms I1. zunehmen bzw. abnehmen,
L·
so daß die Ausgangsspannung E„ nicht stets gleichbleibend gehalten
werden kann. Genau genommen wird bei Zunahme des Laststroras die Bezugsspannung E„ abnehmen und deshalb die Ausgangsspannung
E_ mehr und mehr abnehmen. Außerdem wird bei Zunahme des Laststroms
IL die Periode T zunehmen, wie im Zusammenhang mit Fig.
schon erläutert wurde, so daß der Basisstrom des Leistungstransistors
Q, zunimmt. Auf diese Weise wird der durch die Zenerdiode Z~ fließende Strom um einen Betrag verringert, der der
Zunahme des Basisstroms des Leistungstransistors Q, entspricht, und die Bezugsspannung E„ aufgrund des inneren Widerstands
der Zenerdiode Zß abnehmen. Außerdem wirken der Windungswiderstand
und die Streuinduktivität des Transformators T. ebenfalls im Sinne einer Abnahme der Ausgangsspannung EQ.
Anhand der Fig. j$ wird nun ein Ausführungsbeispiel einer Kippschaltungsanordnung
zur Bereitstellung einer zur Leistungsabgabe geeigneten, geregelten Spannung beschrieben, bei der
das Spannungsstabilisierungssystem gemäß der Erfindung Verwendung findet.
Die in Fig. JJ gezeigte Anordnung enthält die Schaltungsanordnung
gemäß Fig. 1 und darüber hinaus eine Einrichtung zur Stabilisierung und Kompensation der Spannung gemäß vorliegender Erfindung.
Die Grundstabilisierung der Spannung kann durch die Bezugsspannungsquelle,
nämlich die Zenerdiode Zß , die Feinstabilisierung
der Spannung dagegen durch die Spannungsstabilisierung- und -kompensationseinrichtung erfolgen.
Gemäß Fig. 3 ist der Emitter des Leistungstransistors Q. über
einen Detektorwiderstand Rg geerdet, der dazu dient, einen Strom
I. zu ermitteln, der zur Primärwindung L, des Transformators T.
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fließt. Der Emitter ist an eine Anzapfung eines Detektortransformators
T2 angeschlossen. Die Anode einer Gleichrichterdiode
Dp ist über den Transformator Tp geerdet, während ihre Katode
über einen Kondensator Cc am Potentialbezugspunkt S liegt. An
die Verbindungsstelle Zwischen dem Kondensator Cn und der
Gleichrichterdiode Dp sind ein mit einem Ende geerdeter Widerstand
Rp und ein Kondensator Cp angeschlossen.
Bei der oben beschriebenen Bauweise fließt im leitenden Zustand des Leistungstransistors Q, der Strom I, zur Primärwindung L.
des Transformators T, , der auf diese Weise in sich Energie speichert,
während eine der Ermittlung dienende Spannung Eg proportional
zum Strom I1 intermittierend am Detektorwiderstand R£
erzeugt wird. Die der Ermittlung dienende Spannung E£ wird auf
das n-fache durch den Detektortransformätor Tg angehoben und
durch die Gleichrichterdiode Dp gleichgerichtet, wodurch am
Kondensator Cp eine dem Spitzenwert der Gleichspannung nEE
im wesentlichen gleiche Gleichspannung E^ erzeugt wird. Die
Tertiärwindung L, des Transformators T1 stellt eine Kopplungsspule zur Anregung einer Schwingung dar. Ihr Ausgang ist über
einen RUckkoppelungskondensator Cß auf die Basis des Leistungstransistors Q, zurückgeführt.
Andererseits erzeugt im niehleitenden Zustand von Q1 die in die Primärwindung
L1 des Transformators T1 gespeicherte Energie eine
induzierte Spannung Eg an der Sekundärwindung Lg,wodurch eine
Ausgangsspannung E_ am Lastwiderstand R^ erzeugt wird. Die Tertiärwindung
L-, des Transformators T1 stellt eine Detektorspule
für die in die Sekundärwindung L2 induzierte Spannung E dar.
Eine induzierte Spannung E_ proportional der induzierten Spannung
E und bestimmt durch das Wicklungsverhältnis zwischen Sekundärwindung Lp und Tertiärwindung L,, wird an der Tertiärwindung
L-z erzeugt, so daß eine Vergleichsspannung Eg im wesentlichen
gleich der Induzierten Spannung EL am Kondensator Cg
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verfügbar ist. Außerdem liegt die Zenerdiode ZQ zwischen dem
Potentialbezugspunkt S und der Basis des Leistungstransistors Q,, so daß die Zenerspannung an der Zenerdiode ZD als Bezugsspannung E„ verfügbar ist.
Beim Ausführungsbeispiel der Fig. 3 bestimmt der Spannungswert
im Augenblick des Umschaltens des Leistungstransistors Q. von seinem
leitenden Zustand in seinen nichtleitenden Zustand die Arbeitsweise der Schaltung. Dementsprechendsind die Beziehungen
zwischen den Werten der Bezugsspannung E„ [wobei der Punkt S
als Potentialbezugspunkt dient), der der' Ermittlung dienenden Spannung Eg , der Gleichspannung E„ und der Vergleichsspannung
E_ in Fig. 4 dargestellt und liegen der nachfolgenden Beschreibung
zugrunde. Es ist zu beachten, daß sich Fig.4a auf den Fall bezieht,
in dem ein verringerter Wert des .Laststroms Ij- vorliegt,
während sich Fig. 4 b auf den Fall bezieht, in dem ein erhöhter Wert des Laststroms IL vorliegt.
Unter den verschiedenen Spannungswerten, wie sie oben erwähnt wurden, sei zunächst die der Ermittlung dienende Spannung E£
betrachtet. Sie wird am Detektorwiderstand Rg erzeugt und besteht
aus einer sägezahnfö'rmigen Spannung, die mit der Zeit t zunimmt und einen Maximalwert zur Zeit t«t, annimmt, wie aus
der folgenden Beziehung ersichtlich ist.
EE=RE
Es ist allerdings vorausgesetzt, daß die Impedanz der Last und die Reaktanz des Detektortransformators, durch den der Strom I«
fließt, um ein ausreichendes Maß höher als der Wert des Detektor widerstands Rg sind.
Die der Ermittlung dienende Spannung Eg ist in Fig. 4 als deren
Spitzenwert eingetragen, nämlich als Spannung zur Zeit
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Diese der Ermittlung dienende Spannung E£ wird durch den Detektortransformator T2 auf das η-fache angehoben und im Kondensator
C^bis zu ihrem Spitzenwert aufgeladen, um eine Gleichspannung E13
zu erzeugen, so daß zum Zeitpunkt t=t^ die Gleichspannung Ep
folgenden Wert annimmt
V ^E
; (2)
Außerdem wird, wie aus Fig. 4 hervorgeht, die Vergleichsspannung
Ec = Ez - EE + Ep und, unter Berücksichtigung der oben genannten
Gleichung (2)
Außerdem wird zur Zeit t=^ die Vergleichsspannung Ec folgenden
Wert annehmen
+ (n -1) RE - jfe tx (1- ^ ) (4)
Dies bedeutet, daß, wie schon oben im Zusammenhang mit den Figuren 2a und 2b beschrieben, die Zeit t^ und die Wiederholungsperlode
T zunehmen oder abnehmen, je nachdem der Laststrom 1L zunimmt oder
abnimmt. Auf diese Weise wird auch die Vergleichsspannung E^ zunehmen oder abnehmen, wodurch die induzierte Spannung Eg , die
an der Sekundärwindung des Transformators T. erzeugt wird, zunimmt bzw. abnimmt. Deshalb wird selbst bei Schwankungen des
Spannungsabfalls zwischen der induzierten Spannung E2 und der
an der Last erzeugten Ausgangsspannung EQ aufgrund einer Zu- oder
Abnahme des Laststroms I, die Ausgangsspannung E_ nicht schwanken, sonderneinen konstanten Wert annehmen, der in geeigneter
Weise durch Vorwahl des Werts der induzierten Spannung E2 bestimmt ist.
Die Fig. 5 zeigt das Verhältnis der Ausgangsspannung E_ zum
Laststrom IL beim Betrieb der Schaltungsanordnung der Fig. 3.
Nach der graphischen Darstellung der Fig. 5 kann willkürlich ein
Spannungsstabilisierungsverhalten gemäß den Linien I, II oder III
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erhalten werden, Je nachdem welcher Wert für (n-i).R in Gleichung
(4) gewählt wird, die die Vergleichsspannung E_ ergibt. Insbesondere ergibt sich ein Verhalten gemäß Linie I dann, wenn
(n-l)-R£ den Wert Null, ein Verhalten gemäß Linie II dann, wenn
(n-l)-R£ einen optimalen Wert, und ein Verhalten gemäß Linie III
dann, wenn (n-l)-R£ einen sehr großen"Wert annimmt. Der Innenwiderstand
der Schaltungsanordnung, abgenommen an den Ausgangsanschlüssen a und b, hat eine positiven Wert für das Verhalten I,
ist im wesentlichen Null für das Verhalten II und hat einen negativen Wert für das Verhalten III.
Wenn der Wert von (n-l)-R£ in Gleichung (4), die die Vergleichsspannung E- ergibt, in geeigneter.Weise wie oben beschrieben gewählt
wird, kann eine stabile Ausgangsspannung EQ selbst dann
erhalten werden, wenn die Last sehr großen Schwankungen unterworfen ist.Darüber hinaus ist es möglich, nicht nur den Spannungsabfall
im Sekundärkreis des Transformators T. , sondern auch die Schwankung der Bezugsspannung E„ zu kompensieren, die sich aufgrund
des Windungswiderstands und der Streuinduktivität des Transformators T. und außerdem durch die Stromschwankung der Zenerdiode ZQ
einstellt. Auf diese Weise läßt sich ohne die Notwendigkeit einer KonstantStromschaltung zur Versorgung der Zenerdiode mit stets
gleichbleibenden Strom ein Spannungsstabilisierungverhalten erreichen, das nicht hinter dem zurücksteht, das erreichbar ist,
wenn die Konstantstromschaltung vorgesehen wird.
Ein weiteres herausragendes Merkmal vorliegender Erfindung besteht
darin, das die an der Last erzeugte Ausgangsspannung nicht nur
gegen Schwankungen des Laststroms, sondern auch gegen Schwankungen der Quellenspannung stabilisiert werden kann. Die Beziehung
zwischen der Ausgangsspannung E_ und der Quellenspannung Eg bei
der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 ist in Pig. 6 dargestellt und wird nachstehend beschrieben.
Ein Spannungsstabilisierungsverhalten gemäß einer der Linien I, II
oder III der Flg. 6 kann willkürlich dadurch erhalten werden, daß
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ein geeigneter Wert für (η-ΐ)·Ι1Ε der Gleichung (4) gewählt wird,
die die Vergleichsspannung E- ergibt. Ein Verhalten nach der
Kennlinie I ergibt sich dann, wenn (n-l)-R£ zu Null wird, ein
Verhalten gemäß der Kennlinie II dann, wenn (n-l)· Rg optimal gewählt wird, und ein Verhalten nach der Linie III dann, wenn
(n-l)· RE sehr groß ist. Auf diese Weise kann durch geeignete
Wahl des Wertes für (n-l).R£ eine stabile Ausgangsspannung E_
für einen sehr großen Schwankungsbereich der Quellenspannung erhalten werden. Darüber hinaus kann der vorerwähnte Wert für
(n-l)· R£ im wesentlichen gleich gut gegen eine Lastschwankung
wie auch gegen eine Quellenspannungsschwankung verwendet werden. Vorliegende Erfindung ist deshalb geeignet, eine Schaltungsanordnung
zur Bereitstellung einer Spannung zu schaffen, bei der eine Spannungsstabilisierung sowohl gegenüber einer Lastschwankung
als auch gleichzeitig gegenüber einer Quellenspannungsschwankung gegeben ist.
Fig. 7 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform des Spannungsstabilisierungsund
-kompensationsteils der Schaltung der Pig. J.
Es wird der Fall beschrieben, in dem ein Lastwiderstand ZD dem
Detektortransformator T2 parallel geschaltet ist.
Unter der Annahme, daß die Reaktanz des Detektortransformators T2 um ein ausreichendes Maß größer als der Lastwiderstand Z„
ist, ergibt sich als Ersatzwiderstand zwischen der Anzapfung des Detektortransformators T2 und Masse der Wert -g· . Dementsprechend
nimmt die Vergleichsspannung Ec folgenden Wert an
ZE ' t
Ec=E2-Kn-D-f · ~- t, (l- ~ ) (5)
Ec=E2-Kn-D-f · ~- t, (l- ~ ) (5)
2F
Wenn der Wert für (n-l) -§· in gleicher Weise wie in der oben-
Wenn der Wert für (n-l) -§· in gleicher Weise wie in der oben-
n
genannten Gleichung (4) geeignet gewählt wird, kann der gleiche Effekt, wie er oben beschrieben wurde, erzielt werden. Auch kann
genannten Gleichung (4) geeignet gewählt wird, kann der gleiche Effekt, wie er oben beschrieben wurde, erzielt werden. Auch kann
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bei einer Bauform des Spannungsstabilisierungs-.und -kompensationsteils
gemäß dem Ausführungsbeispiel der Fig. 7 der der Ermittlung dienende Widerstand Rg wegfallen, der im Falle des Spannungsstabilisierungs-
und -kompensationsteils der Fig. 3 erforderlich war. Ebenso kann der Leistungsverlust verringert werden.
Zur Beschreibung einer weiteren, durch die Erfindung gegebenen hervorragenden Möglichkeit wird Bezug auf Fig. 8 genommen, die
ein Abwandlung des Ausführungsbeispiels der Fig. 3 darstellt.
Der in Fig. 8 gezeigte Spannungsstabilisierungs- und -kompensationsteil
enthält eine Mehrzahl von Anzapfungen des Detektortransformators T2 . Diese Anzapfungen können willkürlich so gewählt
sein, daß sie es ermöglichen, die an der Last erzeugte Ausgangsspannung über einen Umschalter SW auf einen konstanten
Wert zu bringen, unter der Annahme, daß LastSchwankungen vorliegen.
Die Anzapfung (l) einer Mehrzahl von Anzapfungen sei so gewählt, daß sie den Ersatzinnenwiderstand der Schaltungsanordnung
Null werden läßt. Wenn die anderen Anzapfungen (2), (3) und (4) angeschlossen werden, kann der Ersatzinnenwiderstand
der Schaltungsanordnung, abgenommen an den Anschlüssen a und b , auf einen negativen Wert gebracht werden, und dabei dessen Absolutbetrag
in der Reihenfolge der Anzapfungen (2), (3) und (4) nach und nach vergrößert werden.
Im allgemeinen sind eine als Spannungsquelle dienende Anordnung und ein Lastwiderstand oder eine mit Spannung zu versorgende
Anordnung durch einen Leiter gewisser Länge verbunden. Wenn Jedoch die als Spannungsquelle dienende Einrichtung wenig Spannung
und viel Strom, abgeben kann, ist der Widerstandswert des Leiters nicht zu vernachlässigen. Zum Beispiel wird bei einem Verhältnis
des Widerstandswerts des den Lastwiderstand R^ mit der
als Spannungsquelle dienenden Einrichtung verbindenden Leiters zum Widerstandswert des Lastwiderstands R^ von einem Prozent
die Verlustleistung um ein Prozent zunehmen, während der Betrag
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der Spannungsschwankung am Lastwiderstand FL um ein Prozent verschlechtert wird. Gewöhnlich bedeuten ein Prozent Zunahme
an Verlustleistung in der Praxis keine großen Schwierigkeiten, wogegen ein Prozent Verschlechterung des Betrags der Spannungsschwankung nicht einfach vernachlässigbar sind. Deshalb muß ein
sehr dicker Leiter tatsächlich Verwendung finden, was jedoch praktisch sehr unbequem ist. Aus diesem Grund hat man bisher
auch schon am Ausgangsanschluß eineFernfühlfunktion vorgesehen,
wobei die zusätzliche Schwierigkeit hinzu kommt, daß vier Leiter zur Verbindung der als Spannungsquelle dienenden Einrichtung
mit dem Lastwiderstand RL erforderlich sind, was erhebliche
Umstände bereitete.
Gemäß vorliegender Erfindung dagegen kann, wie im Beispiel der
Fig. 8 gezeigt, der Ersatzwiderstand der als Spannungsquelle dienenden Einrichtung, abgenommen an der Stelle, an der der
Lastwiderstand R^ angeschlossen wird, zu Null gemacht werden.
Dies geschieht dadurch, daß die Anzapfstellen am Detektortransformator
T2 so gewählt werden, daß der innere Widerstand der als
Spannungsquelle dienenden Einrichtung durch Betätigung des Umschal· ters SW zu -R^ gemacht wird, wobei Ry der Gesamtwiderstandswert
zweier Leiter ist, die den Lastwiderstand R^ mit den Ausgangsanschlüssen
a und b verbinden. Wenn nicht der Spannungsabfall, der sich aus dem Gesamtwiderstand K, der beiden Leiter
ergibt, so ist, daß die Ausgangsspannung um einen Betrag angehoben wird, der dem Spannungsabfall auf der Seite der als Spannungsquelle
dienenden Einrichtung entspricht, kann eine konstante Ausgangsspannung EQ am Lastwiderstand R^ nicht erhalten werden.
Deshalb können durch Betätigung des Umschalters SW die Anzapfstellen
am Detektortransformator Tg gewechselt werden, um den
Anhebungsfaktor des Detektortransformators Tp zu vergrößern und
dementsprechend den Betrag von (n-l)'R£ in Gleichung (4) zu erhöhen,
die die Vergleichsspannung E_ ergibt. Dadurch kann die Vergleichsspannung Ec und dementsprechend die Spannung E^ zwischen
den Ausgangsanschlüssen a und b so erhöht werden, daß der Spannungsabfall aus dem Gesamtwiderstand R^ der vorhin er-
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wähnten Leiter ausgeglichen wird.
Während Fig. 8 ein Ausführungsbeispiel zeigt, in dem der Ersatzinnenwiderstand
der als Spannungsquelle dienenden Einrichtung schrittweise verändert wird, zeigt Fig. 9 ein Beispiel,
bei dem der Ersatzinnenwiderstand kontinuierlich verändert wird. Gemäß Fig. 9 werden ein veränderlicher Widerstand VRp und ein
Widerstand fL· nur als Last für eine Wechselkomponente benötigt. Deshalb kann auch ein Kondensator in Serie eingeschaltet werden,
um den veränderlichen Widerstand VfU zu schützen. Die Fig. 10
zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung. In der Figurist der Sekundärkreis des Transformators
T, weggelassen. Die Primärwindung des Detektortransformators Tp liegt zwischen der Gleichspannungsquelle EL· und der Primärwindung
L. des Transformators T. und stellt so den Strom I1
fest, der in den Transformator T, fließt. Wenn man bei diesem Beispiel annimmt, daß der Lastwiderstand Z„ der Sekundärwindung
des Detektortransformators T2 den Wert Zp hat und daß das Wicklungsverhältnis
zwischen Primär- und Sekundärwicklung des Detektortransformators T2 den Wert l:m hat, beträgt die Spannung E-an
der Primärwindung des Detektortransformators T2
Die Spannung E_ wird durch den Detektortransformator T2 auf den
m-fachen Betrag angehoben und der Spitzenwert davon im Kondensator
Cp geladen, so daß die der Ermittlung dienende Spannung Ep
im wesentlichen zu En, = mE, wird.
Auf diese Weise wird beim Beispiel des Fig. 10 die gegenseitige Beziehung der Steuerspannungen einfach, wie Fig. 11 gezeigt.
Außerdem wird die Vergleichsspannung Ec = E^ + ξ mEL . Als
Folge hiervon wird zur Zeit t = t, die Vergleichsspannung Eß
folgenden Wert annehmen
EB t,
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Durch geeignete Wahl des Werts -~ in der gleiohen Weise wie bei
der vorhergehend erwähnten Gleichung (4) kann der gleiche Effekt, wie schon beschrieben, erzielt werden.
Die Fig. 12 zeigt ein AusfUhrungsbeispiel, bei dem die Schaltungsanordnung der Fig. 10 so abgeändert ist, daß dl· Ausgangsspannung
einstellbar wird. Auch ist in dieser Darstellung der Sekundärkreis des Transformators T1 weggelassen.
Anstelle des Vorwiderstands Rg der Fig. 10 sind ein Widerstand R..,
und die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q12 in Reihe
zueinander gesohaltet. Anstelle der Zenerdiode ZD der Fig. 10
dienen in Reihe geschaltet R11,ein variabler Widerstand VR11 und
ein Widerstand R12. Der Emitter des Transistors Q1-, ist an den
Potentialbezugspunkt Süber eine Zenerdiode Z~ angeschlossen. Der
Kollektor dieses Transistors ist mit der Basis des Transistors Q12 verbunden. Zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors Q12 liegt ein Widerstand R1^ , der als Last für den Tran -sistor Q1-, dient. Übrigens verwendet man den Widerstand R1,
dann, wenn die Ausgangsspannung der Gleichspannungsquelle £L·
hoch ist. Der Widerstand R1-, kann wegfallen, wenn die Durchbruchspannung der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q12 genügend groß ist.
Bei der beschriebenen Bauform wird eine Teilspannung vom beweglichen Anschluß des variablen Widerstands VR1 ^bezogen auf denPoteitlÄl■
bezugspunkt S sowie die Bezugsspannung der Zenerdiode Ζβ,festgestellt und miteinander verglichen. Das Ergebnis des Vergleichs
wird durch den Transistor Q1-, vertärkt, um den Transistor Q12 zu
steuern, wodurch die Spannung zwischen der Basis des Transistors Q1 und dem Potentialbezugspunkt S bestimmt ist. insbesondere kann
durch Verstellen der Lage des beweglichen Anschlusses des variablen Widerstands VR11 die Spannung zwischen dem Transistor Q1 und
dem Potentialbezugspunkt S und dementsprechend die an der Last
809821/0930
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erzeugte Ausgangsspannung eingestellt werden.
Bei jedem der vorhergehenden Ausführungsbeispiele wurde der in den
Primärkreis des Transformators T, fließende Strom I. beschrieben. Jedoch kann gemäß vorliegender Erfindung, wie im Ausführungsbeispiel
der Fig.13 veranschaulicht, natürlich auch der gleiche Effekt erzielt
werden, wenn der Strom I2 ermittelt wird, der in den Sekundärkreis
des Transformators T. fließt. Wenn z. B. der Primärkreis des Transformators T, für geringe Spannung und hohen Strom und
der Sekundärkreis für verhältnismäßig hohe Spannung und nicit so
hohen Strom ausgelegt sind, kann die Verwendung des Stroms I2 , der
in die Sekundärwindung L2 des Transformators T. fließt, als Strom,
der zum Detektortransformator T2 fließt, dazu führen, daß die Anordnung
leichter und kompakter ausführbar ist. Dies hat seinen Grund darin, daß die Notwendigkeit entfällt, den Drahtdurchmesser
der benutzten Windungen im Detektortransformator zu vergrößern.
Außerdem wurde bei Jedem bisher beschriebenen Beispiele, der Erfindung
die der Ermittlung dienende Spannung direkt in eine Gleichspannung gleichgerichtet. Wenn Jedoch die der Ermittlung dienende
Spannung nicht genügend groß ist, kann diese Spannung zunächst mittels eines Verstärkers verstärkt und erst hiernach in eine
Gleichspannung gleichgerichtet werden.
Ferner treten bei ejner Kippschaltungsanordnung zur Bereitstellung
einer Spannung, wobei eine Kippspannung einer Quellenspannung einer Gleichspannungsquelle Eg überlagert ist, um eine stabile
Ausgangsspannung an der Last zu erreichen, Ströme in und aus derselben
Windung des Transformators abwechselnd auf, so daß. der Strom eine Dreieckswellenform anstelle einer Sägezahnform erhält.
Die Erfindung kann den gleichen Effekt, wie er beschrieben wurde, auch dann erzielen, wenn sie sich Mittel zur Feststellung
des Stroms der Dreiecksquelle bedient.
Demgemäß bewirkt die Schaltungsanordnung gemäß vorliegender Erfindung,
abweichend von den üblichen erstklassigen Schaltspan-
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nungsquellen, die Spannungsstabilisierung nicht durch Verwendung eines Verstärkers mit hoher Verstärkung oder dergleichen, um ein
hohes Rückkopplungsverhältnis zu erzielen, sondern bestimmt nur
die Konstanten der Schaltung, um die Leistung auf der Versorgungsseite einschließlich eines Leistungsverlustes zu kompensieren und
der Schwankung der Leistung an der Last entgegenzuwirken. Deshalb kann die Bauform gemäß der Erfindung stark vereinfacht werden
und erzielt dennoch eine stabile Ausgangsspannung an der Last. Ferner kann, wie im Zusammenhang mit Fig. 5 beschrieben, der Ersatzinnenwiderstand
der als Spannungsquelle dienenden Einrichtung
wahlweise als positiver Wert, Null oder negativer Wert gewählt werden. Eine hervorragende Langzeitwirkung des SpannungstablIisierungsverhatten
ergibt sich sowohl im Hinblick auf Schwankungen der Versorgungsspannung als auch Schwankungen der Last. Im übrigen
mußte man bisher bei der Verwirklichung eines negativen Widerstandes damit rechnen, daß der negative Widerstand instabil zu
werden droht. Dagegen erzielt vorliegende Erfindung/ falls erforderlich^
einen sehr stabilen negativen Widerstand.
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e e
30· r s e
i te
Claims (3)
1.)Kippschaltungsanordnung zur Bereitstellung einer zur Leistungsabgabe
geegneten, geregelten Spannung, von der Art, daß während eines Zeitabschnitts durch Einspeisen von Strom in eine Transformatorwicklung
Energie gespeichert und während eines Zeitabschnitts die gespeicherte Energie entnommen wird, gekennzeichnet
durch eine Einrichtung (Rg , T2 , Dp , Cp , Rp ; T2 , Dp,
C1, , R0 ; T0 , Z0 ) zur Ermittlung des in die oder aus der Trans-
£ P C. B
formatorwicklung (L1 ; L2 ) fließenden Stroms(I1 ; I2 ) und zur
Umwandlung des Stroms in eine seiner Höhe proportionale Gleichspannung (Ep), wodurch eine Spannung, bestehend aus der sich aus
der Umwandlung ergebenden und einer Bezugsspannung (Ez) überlagerten
Gleichspannung, mit einer induzierten Spannung (Ec), die an
der Transformatorwicklung in Abhängigkeit von der Stromentnahme aus der Transformatorwicklung entsteht, vergleichbar und deren
Verhältnis regelbar ist.
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Π-707 SCHWÄBISCH CMOND GEMEINSAME KONTEN: D-β MÜNCHEN 7O
Telefon: (07171) 3t90 Drunche Bank Mündicn 70/373*9 (BLZ 70070010) Tdcfon: (0 19) 7719 5«
H. SCHROETER Telegramme: Sduocpat SAwäbUdi Gmiind 02/00 5J5 (BLZ 413 700 It) K. LEHMANN TdepMnme: SdirapK
l»<>Ju1!U*49 Telci:724$l4lp.|dd PowAeikooco MüftAen 1*7»41-104 Upowikyttrai« 10 Tcks: 5 212 241 p*vt 4
ORIGINAL INSPECTED
- 2 - #s η r· « lyirvtO-11
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Proportionalfaktor zwischen dem in die
oder aus der Transformatorwicklung (L1) fließenden Strom (I.)
und der Gleichspannung (Ep) einstellbar ist (Fig. 8 oder 9).
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannung einstellbar ist (Fig. 12)
809821/093
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