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Schaltstromversorgungen bieten im Vergleich zu den herkömmlichen
Transformator-Leistungsversorgungen, die bei der Netzfrequenz betrieben werden,
bemerkenswerte Vorteile hinsichtlich des Volumens, des Gewichts und des
elektrischen Wirkungsgrads. Jedoch sind diese Schaltstromversorgungen
aufgrund der Komplexität der verwendeten elektronischen Schaltungsanordnung
ziemlich teuer. Eine der am häufigsten verwendeten Architekturen basiert auf
der Verwendung eines Sperr-Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzers.
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In einem Sperrsystem wird durch die Primärwicklungsinduktanz des
Transformators während der Durchlaßphase eines Leistungstransistors (Schalters),
der mit der Primärwicklung funktional in Serie geschaltet ist, Energie
gespeichert, die während der nachfolgenden Sperrphase des Schalters, der
beispielsweise durch einen lokalen Oszillator mit einer relativ hohen Frequenz (in der
Größenordnung von einigen zehn kHz) angesteuert wird, zur
Sekundärwicklung des Transformators übertragen wird.
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In Schaltstromversorgungen wird die Spannung am Eingang des Gleichstrom-
Gleichstrom-Umsetzers nicht geregelt. Gewöhnlich ist in einer an das Netz
anschließbaren Leistungsversorgung die Eingangsspannung des Umsetzers
eine nicht geregelte Spannung, wie sie durch Gleichrichten der Netzspannung
über eine Wien-Brücke und Glätten dieser Spannung durch einen
Filterkondensator erhalten wird. Deshalb ist diese Spannung eine nicht geregelte
Gleichspannung, deren Wert von der Netzspannung, die in Europa zwischen
180 V bis 264 V Wechselspannung und in Amerika zwischen 90 V und 130 V
Wechselspannung variieren kann.
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Ein grundlegendes Schaltbild einer selbsterregenden primärseitigen
Sperrschaltung einer an das Netz anschließbaren Leistungsversorgung ist in Fig. 1
gezeigt.
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Zum Einschaltzeitpunkt ruft die Spannung VINDC einen Strom i durch den
Widerstand R1 hervor, der normalerweise einen hohen ohmschen Wert besitzt.
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Dieser Strom lädt die Gate-Source-Kapazitanz des Leistungsschalters T1 auf,
der im gezeigten Beispiel ein Isolierschicht-Feldeffekt-Transistor ist. Die
Gate-Source-Spannung steigt zeitlich nach der folgenden angenäherten
Gleichung an:
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wobei VGS die Spannung zwischen dem Gate und der Source des Transistors
T1 angibt, CGS die Gate-Source-Kapazitanz ist, i der durch R1 fließende Strom
ist und t die Zeit ist.
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Wenn die Spannung VGS den Schwellenwert VTHR erreicht, beginnt der
Transistor den Strom Ip zu verstärken, während die Drainspannung VDS wegen des
durch den Strom Ip in der Induktanz L der Primärwicklung Np des
Transformators hervorgerufenen Spannungsabfalls abnimmt.
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Dadurch wird an den Anschlüssen der Primärwicklung Np eine Spannung
gleich VINDC - VDS erzeugt. Diese Spannung, die entsprechend dem
Übersetzungsverhältinis N&sub1;/Np zwischen der Primärwicklung und der zur
Selbsterregungsschaltung gehörenden Hilfswicklung N&sub1; reduziert wird, wird außerdem
über einen Kondensator C2 zwischen den Gateknoten G und den gemeinsamen
Erdknoten der Schaltung angelegt. Diese Spannung, die mit der über der
Primärwicklung Np vorhandenen Spannung in Phase ist, ruft eine weitere
Erhöhung der Spannung zwischen dem Gateknoten G und dem Source-Knoten 5
des Transistors T1 hervor, der somit in den vollständig leitenden Zustand
versetzt wird. Dadurch wird die Spannung über der Induktanz L der
Primärwicklung Np annähernd gleich der gleichgerichteten Eingangsspannung
VINDC, wobei der durch die Primärwicklung des Transformators fließende
Strom einen Wert besitzt, der durch die folgende Gleichung gegeben ist:
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Andererseits fließt der Strom Ip auch durch den Widerstand R2, wodurch ein
Spannungsabfall bewirkt wird, der durch Ip · R2 gegeben ist. Dieser
Spannungsabfall wächst linear mit der Zeit an, bis er den Durchschaltschwellenwert
VBE des zweiten (Transistor-) Schalters T2 erreicht.
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Wenn der Transistor T2 in den Durchschaltzustand geht, schließt er den
Gateknoten des Transistors T1 mit dem Erdknoten kurz, wodurch der Transistor
sperrt. Zuerst fließt der Strom Ip weiter, wodurch die Spannung VDS weit über
die Eingangsspannung VINDC ansteigt. Dadurch entwickelt sich eine
Sperrspannung an der Primärwicklungsinduktanz L, die eine zu der während der
Durchschaltphase des Schalters T1 auftretenden Spannung entgegengesetzte
Polarität besitzt. Diese Sperrspannung, die entsprechend dem
Übersetzungsverhältinis N&sub1;/Np reduziert wird, wird außerdem zwischen den Gateknoten G
des Transistors T1 und den gemeinsamen Erdknoten der Schaltung angelegt
und trägt ferner dazu bei, den Transistor T1 im Sperrzustand zu halten, wobei
diese, bezogen auf das Erdpotential, eine negative Polarität besitzt.
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Während der Durchschaltphase des Transistors T1 wird die in der Induktanz L
der Primärwicklung des Transformators akkumulierte Energie vollständig zur
Sekundärschaltung übertragen, die in der Figur nur teilweise gezeigt ist. Dies
geschieht während einer AUS-Phase (oder Sperrphase) des Betriebs des
Transistors T1. Wenn diese Phase der Energieübertragung beendet ist, sind die
Spannungen an der Primärwicklung Np und an der Wicklung N1 der
Selbsterregungsschaltung null, und somit kann wieder ein neuer Zyklus beginnen.
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Das obenerwähnte System ist für eine gewöhnliche Sperrarchitektur typisch,
wobei der Primärstrom Ip linear von null bis zu einem Spitzenwert ansteigt,
der durch die folgende Gleichung gegeben ist:
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Ip = VBE / R&sub2; (1)
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während der Durchschaltphase des Transistors T1.
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Die relevanten Signalformen der Schaltung sind in Fig. 3 gezeigt.
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Nach einer Änderung der Eingangsspannung VINDC ändert sich die
Durchschaltzeit TON des Transistors T1 nach der folgenden Gleichung:
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Somit ist die Schwingungsfrequenz umgekehrt proportional zur
gleichgerichteten Netzspannung.
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In den meisten Anwendungen muß die Ausgangsspannung gesteuert werden,
um diese von einer Änderung der Eingangsspannung, mit anderen Worten vom
Wert der gleichgerichteten Netzspannung, unabhängig zu machen.
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In US-A-5.168.435 ist eine
Sperr-Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzerschaltung mit einer Schaltung zur Steuerung des Ausgangs des Umsetzers offenbart,
die eine einer Steuerungswicklung oder der Sekundärschaltung abgegriffene
Steuerspannung verwendet.
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In US-A-5.369.307 ist ein Sperr-Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzer
offenbart, bei dem die Ausgangsspannung auf der Primärschaltungsseite des
Umsetzers mit Hilfe einer Steuerschaltung, die die Basisansteuerung einer
Schalteinrichtung steuert, gesteuert wird.
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In den meisten Anwendungen wird gewöhnlich eine Regelung der
Ausgangsspannung in der Sekundärschaltung ausgeführt. Diese Regelung verwendet
Rückkopplungsschleifen, die normalerweise den Sekundärspannungspegel
erfassen und diese Informationen an über eine galvanisch trennende
Einrichtung wie beispielsweise einen Photokoppler an die Primärschaltung
weitergeben. Diese Lösungen sind sehr effizient, jedoch auch relativ teuer. Auch
alternative herkömmliche Lösungen, die eine Regelung der Ausgangsspannung
durch Regelung des während der Durchschaltphase des Schalters durch die
Primärwicklung des Transformators fließenden Stroms ausführen, bringen die
Verwirklichung einer oder mehrerer Hilfswicklungen und eine wesentliche
Komplizierung der Primärschaltung mit sich.
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Es wurde nun ein überraschend einfaches und effektives System zur Regelung
der Ausgangsspannung über die Primärschaltung des Transformators eines
Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzers gefunden. Das System dieser Erfindung
erfordert keinerlei zusätzliche Wicklung, da sie die Hilfswicklung N&sub1; der
Selbsterregungsschaltung zur Ausführung der gewünschten Regelung der
Spannung, die durch die Sekundärschaltung des Umsetzers des Typs
Trans
formator abgegeben wird, ausnutzt.
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Diese Erfindung besteht in der Verwirklichung einer
Entladestrom-Zirkulationsschleife der Energie, die in der Hilfswicklung der
Selbsterregungsschaltung während der Durchschaltphase des die Primärwicklung schaltenden
Transistors übertragen wird, und im Summieren eines den Pegel dieser Energie
repräsentierenden Signals im Steuerknoten einer Treiberstufe des Schalters,
um dessen Durchschaltintervall zu regeln.
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Praktisch reproduziert die Entladestrom-Zirkulationsschleife bezüglich der in
der Hilfswicklung der Selbsterregungsschaltung gespeicherten Energie
elektrisch die Entladestrom-Zirkulationsschleife der in der Sekundärwicklung des
Transformators gespeicherten Energie. Durch einen Prozeß der
selbstwirkenden Rückverteilung der während der Durchschaltphase des Schalters in der
Primärwicklungsinduktanz gespeicherten Energie regelt das System die von
der primären zur sekundären Wicklung des Transformators übertragenen
Energie so, daß die Ausgangsspannung (d. h. die Spannung, die an der
Sekundärwicklung des Transformators entsteht) im wesentlichen gleichförmig
gehalten wird. Diese Regelung erfolgt gemäß der Änderung des Werts der nicht
geregelten Eingangsspannung und/oder des von der Sekundärschaltung
aufgenommenen Stroms.
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Die Hilfswicklung der Selbsterregungsschaltung ist während der
Durchschaltphase des Schalters mit der Primärwicklung des Transformators in Phase,
während sie während der folgenden AUS-Phase des Schalters (Sperrphase) mit
der die Sekundärwicklung in Phase ist.
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Gemäß einer wichtigen Ausführung dieser Erfindung enthält eine
Leistungsversorgung einen selbsterregenden Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzer mit
einem Leistungsschalter (Transistor), der mit einer mit der Eingangsspannung
gekoppelten Primärwicklung des Transformators in Serie geschaltet ist, und
einen Erfassungswiderstand, der funktional zwischen den Schalter und einen
ersten gemeinsamen Potentialknoten der Schaltung geschaltet ist. Der Schalter
wird durch eine Selbsterregungsschaltung angesteuert, die aus wenigstens
einer Hilfswicklung, die mit der Primärwicklung magnetisch gekoppelt ist, und
aus einem ersten Kondensator, der zwischen einem Steuerknoten des Schalters
und dem gemeinsamen Potentialknoten in Serie geschaltet ist, gebildet ist. Ein
zweiter (Transistor-) Schalter wird angesteuert, um den Steuerknoten des
ersten Schalters mit dem gemeinsamen Potentialknoten kurzzuschließen, wenn
der durch die Primärwicklung fließende Strom einen im voraus festgelegten
Pegel erreicht. Gemäß der Erfindung umfaßt die Schaltung außerdem einen
zweiten Kondensator, der zwischen die Hilfswicklung und den gemeinsamen
Potentialknoten geschaltet ist, wenigstens eine Diode, wovon die Anode mit
dem gemeinsamen Potential gekoppelt ist und die Katode mit dem
Verbindungsknoten zwischen der Hilfswicklung und dem ersten Kondensator
gekoppelt ist, so daß eine Entladestrom-Rückführungsschleife für die in der
Hilfswicklungsinduktanz gespeicherte Energie gebildet wird, und wenigstens eine
Zenerdiode, die funktional zwischen den Zwischenverbindungsknoten
zwischen der Hilfswicklung und dem zweiten Kondensator und den Steuerknoten
des zweiten (Transistor-) Schalters geschaltet ist.
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Während die Stromrückführungsschleife in der Primärschaltung eine Kopie
der Stromrückführungsschleife der Sekundärwicklung des Transformators
verwirklicht, wird über eine Zenerdiode ein Stromsignal an den Steuerknoten
des mit der Primärwicklung des Transformators in Serie geschalteten Schalters
geführt, um den Zeitpunkt des Schließens des Schalters durch dessen
Treiberstufe (d. h. das Durchschaltintervall des Schalters) zu regeln. Durch den
Vorgang der Selbstrückverteilung der Energie sorgt die Schaltung für die Stabilität
der an der Sekundärschaltung des Umsetzers abgegebenen Spannung, wenn
sich die Eingangsspannung und/oder der von der Sekundärschaltung
aufgenommene Strom ändern, wie in der Beschreibung weiter unten aufgezeigt
wird.
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Die verschiedenen Aspekte und Vorteile dieser Erfindung werden deutlicher
durch die folgende Beschreibung einiger wichtigen, jedoch nicht
einschränkenden Ausführungen und durch die Bezugnahme auf die beigefügte
Zeichnung, worin:
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Fig. 1, wie oben bereits erwähnt wurde, ein Grundschema einer
Selbsterregungsprimärschaltung zeigt;
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Fig. 2 ein Grundschema einer an das Netz anschließbaren Leistungsversorgung
zeigt, die einen gemäß dieser Erfindung aufgebauten selbsterregenden Sperr-
Gleichstrom-Gleichstrom-Umsetzer verwendet,
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Fig. 3, wie oben bereits erwähnt wurde, die typischen Signalformen des
Sperrumsetzers zeigt.
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Mit Bezug auf das Schaltbild in Fig. 2 und die in Fig. 3 gezeigten
Signalformen ist die Spannung zwischen der Katode der Diode D1 und dem Erdknoten
der Schaltung während einer Betriebsphase, in der der Transistor T1
durchgeschaltet ist (TON), positiv, weshalb die Diode sperrt, wobei die positive
Spannung dazu beiträgt, den Transistor T1 über den Kondensator C2 in einem
Durchschaltzustand zu halten.
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Während der nachfolgenden Sperrphase wird die Spannung an der Katode der
Diode D1 negativ, wobei ein Rückführungsstrom IS1 in der Schleife, die aus
der Diode D1, der Wicklung N&sub1; und dem Kondensator C3 besteht, fließen
kann. Somit wird der Kondensator C3 durch den Rückführungsstrom IS1
geladen, wobei die Spannung am Kondensator ansteigt. Wenn die Spannung der
Zenerdiode D2 mit VZ bezeichnet wird, wird die Diode D2, wenn die folgende
Bedingung:
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VC3 = VZ + VBE (3)
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erfüllt ist, leitend, wodurch ein Strom durch den Widerstand R3 hervorgerufen
wird.
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Wenn der durch die Diode D2 fließende Strom mit iz bezeichnet wird, ergibt
sich für die Rückführungsschleife, die den Basis-Emitter-Übergang des
Transistors D2 und die Widerstände R2 und R3 miteinschließt, die Gleichung:
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VBE = iz · R&sub3; + Ip · R&sub2; für R&sub3; » R&sub2;
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Wenn ix aufgrund einer durch das Aufladen des Kondensators C3 erzielten
Erhöhung der Spannung VC3 ansteigt, müssen die Werte von Ip und folglich
von TON nach Gleichung (2) proportional kleiner werden. Somit wird eine
kleinere Energiemenge in der Induktanz L der Primärwicklung des
Transformators gespeichert, und folglich fließt während der nächsten Sperrphase ein
geringerer Rückführungsstrom IS1, so daß die Spannung VC3 konstant und auf
einem durch VZ + VBE gegebenen Wert gehalten wird.
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Folglich ist die während einer Sperrphase an die N&sub1;-Wicklung angelegte
Spannung konstant und gleich:
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VS1 = VC3 + VD1 (5)
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wobei VD1 den Spannungsabfall an der Diode D1, wenn diese leitet,
repräsentiert.
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Ebenso wird die an der Sekundärwicklung NS des Transformators entstehende
Spannung VS2 während der Sperrphase konstant bei einem Wert, der gegeben
ist durch:
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wobei durch Kombinieren der Gleichungen (3), (5) und (6) erhalten wird:
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VS2 = (VZ + VBE + VD1) · NS / N&sub1; (7)
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während die Ausgangsspannung VOUT beträgt:
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VOUT = (V&sub2; + VBE + VD1) · NS / N&sub1; - VD3, (8)
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wobei VD3 den Spannungsabfall an der Diode D3, wenn diese leitet, angibt.
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Die Gleichung (8) enthält lediglich konstante Ausdrücke, wodurch auch die
sich ergebende Ausgangsspannung VOUT konstant wird. Wenn N&sub2; = N&sub1; und
VD1 = VD3, beträgt die Ausgangsspannung insbesondere:
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VOUT = VZ + VBE = VC3 (9)
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Folglich ermöglicht die obenbeschriebene Schaltung die Regelung der
Ausgangsspannung der sekundärseitigen Schaltung des Gleichstrom-Gleichstrom-
Umsetzers des Typs Transformator, indem die erforderliche Steuerung gemäß
der gezeigten Ausführung in der primärseitigen Schaltung des Umsetzers
durch Hinzufügen von lediglich drei Komponenten, nämlich D1, D2 und C3,
implementiert wird.
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In der Praxis wird durch Hinzufügen der Komponenten D1 und C3 eine
Rückführungsschleife für den Entladestrom der in der Hilfswicklung N&sub1; der
Selbsterregungsschaltung gespeicherten Energie verwirklicht, die im
wesentlichen die sekundärseitige Ausgangsschleife des Umsetzers wiederholt. Über die
Zenerdiode D2 wird ein Strom iz an den Ansteuerknoten des Transistors T2
geführt, wobei dieser Strom den über die Induktanz der Hilfswicklung N&sub1; der
Selbsterregungsschaltung während der Durchschaltphase des Schalters D1
erzielten Ladungspegel repräsentiert. Dieser Strom iz erzeugt einen
Spannungsabfall an dem Widerstand R3, der wiederum während der
Durchschaltphase des Schalters T1 zum Spannungsabfall Ip·R2 addiert wird, wodurch das
Durchschaltintervall TON und somit die in der Induktanz L der
Primärwicklung des Transformators gespeicherte Energie geregelt werden.
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Das System ist hervorragend geeignet, die Ausgangsspannung VOUT aufgrund
der Änderung der Eingangsspannung VINDC sowie des Ausgangsstroms IOUT
zu regeln.
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Tatsächlich muß bei anwachsendem Ausgangsstrom während der Sperrphase
eine größere Energiemenge von der Primärwicklung Np zur Sekundärwicklung
NS übertragen werden, so daß eine kleinere Energiemenge für die Induktanz
der Hilfswicklung N&sub1; zum Laden des Kondensators C3 zur Verfügung steht.
Somit wird die aufgrund des Ladens des Kondensators C3 erzielte Spannung
niedriger. Folglich wird der Strom iz ebenfalls geringer, während der Strom Ip
proportional ansteigt, so daß die folgende Gleichung erfüllt ist:
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VBE = iz · R&sub3; + Ip · R&sub2; für R&sub3; » R&sub2;
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Der Anstieg des Stroms Ip erhöht die in der Induktanz L der Primärwicklung
Np gespeicherte Energie, wobei diese höhere Energie während der Sperrphase
zur Verfügung steht. Somit ist das System geeignet, die durch den Anstieg des
Ausgangsstroms IOUT erforderliche zusätzliche Energie zu liefern, wodurch
die Ausgangsspannung VOUT konstant gehalten wird.
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Auf diese Weise ruft die Erhöhung des Ausgangsstroms IOUT
ein Anwachsen
des Durchschaltintervalls (TON) des Schalters T1 (und somit eine niedrigere
Schaltfrequenz des Umsetzers) hervor, wodurch der Strom Ip, wie anzumerken
ist, einen höheren Spitzenwert erreichen kann.