DE2143622A1

DE2143622A1 - Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerät

Info

Publication number: DE2143622A1
Application number: DE19712143622
Authority: DE
Inventors: Toshiyuki; Nagasaka Moritoshi; Osaka Okada (Japan)
Original assignee: Osaka Transformer Co Ltd
Current assignee: Daihen Corp
Priority date: 1970-08-31
Filing date: 1971-08-31
Publication date: 1972-03-23
Also published as: DE2143622B2; GB1356457A; JPS4839713B1; DE2143622C3; US3746965A

Description

PATENTANWÄLTE

DR.-ING. RICHARD GLAWE · DIPL-ING. KLAUS DELFS · DIPL-PHYS. DR. WALTER MOLL

MDNCHEN HAMBURG MÜNCHEN

8 MÖNCHEN 26 2 HAMBURG

POSTFACH 37 WAITZSTR.

LIEBHERRSTR. 20 TEL (0411) 89 2255 TEL (0811) 226548

IHRZEICHEN IHRENACHRICHTVOM UNSERZEICHEN MÜNCHEN

A 15

Osaka Transformer Co., Ltd. Higashiyodogawa-ku, Osaka-shi/Japan

Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerät

Die Erfindung betrifft ein Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerät mit einem elektronisch gesteuerten Gleichrichterelement und einem Zündsteuerkreis zum Steuern des elektronisch gesteuerten Gleichrichterelementes, um die Phase eines Eingangswechselstromes zu steuern und den Wechselstrom entsprechend gleichzurichten zur Erzielung eines Ausgangsgleichstroms. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Verbesserung des Zündsteuerkreises, wobei ein Teil des sich ergebenden Ausgangsgleichstromes als Rückkopplung zum Zündsteuerkreis verwendet wird, um den Ausgangsgleichstrom auf einem konstanten Wert zu halten, der einem vorgegebenen Wert des Betriebsgleichstroms des Lichtbogenschweißgerätes entspricht.

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Ein typisches Beispiel eines bekannten Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerätes, bei dem ein Eingangswechselstrom zur Erzeugung eines Ausgangsgleichstromes gleichgerichtet wird, ist die Kombination eines elektronisch gesteuerten Gleichrichterelementes, wie z.B. eines Thyristors oder dgl., und eines Zündsteuerkreises zum Steuern des Gleichrichterelementes vorgesehen, wobei die Phase des Eingangswechselstroms so gesteuert wird, daß der Ausgangsgleichstrom des Lichtbogenschweißgerates auf einem konstanten Wert gehalten wird. Hierbei sind zusätzliche Maßnahmen erforderlich, um Schwankungen des Ausgangsgleichstroms zu vermeiden, die sich aus Änderungen der dem Schweißgerät zugeführten Eingangswechselspannung und/oder der an das Schweißgerät angeschlossenen Last ergeben können. Um Schwankungen des entstehenden Ausgangsgleichstroms des Schweißgeräts zu vermeiden, ist es bekannt, einen Teil des Ausgangsgleichstroms des Lichtbogenschweißgeräts zum Zündsteuerkreis rückzukoppeln, so daß die Differenz der zum Zündsteuerkreis rückgekoppelten Ausgangsgleichspannung und einer dem Zündsteuerkreis zugeführten Eingangsspannung gemessen werden kann und ein dieser Differenz entsprechendes Signal zum Steuern des steuerbaren Gleichrichterelementes verwendet werden kann, um einen Ausgangsgleichstrom des Lichtbogenschweißgerates von vorgegebenem Wert zu erhalten.

Es ist allgemein wohlbekannt, daß eine Stromquelle für

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ein Lichtbogenschweißgerät von abfallender bzw. ungleichmäßiger Charakteristik imstande sein sollte, einen Strom von konstantem Wert zu liefern, d.h. die Stromquelle sollte eine konstante Stromcharakteristik, bei der der Strom auch bei Änderungen der Lichtbogenlänge nicht schwankt, sowie eine günstige Übergangscharakteristik aufweisen. Mit anderen Worten, obwohl im Betrieb in rascher Folge Kurzschluß und Lichtbogenerzeugung miteinander abwechseln und dadurch die Stromquelle einer wechselnden Belastung ausgesetzt ist, muß das Lichtbogenschweißgerät trotz dieser veränderlichen Belastung konstant betrieben werden.

Um den Ausgangspunkt der Erfindung näher zu erläutern, wird im folgenden ein übliches Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerät der oben genannten Art anhand der Figuren 1 bis 3 und 8 der Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines üblichen Gleichstrom-Lichtbogexischweiß geräte s.

Big. 2 zeigt Einzelheiten der Schaltung des Gerätes nach Fig. 1. ,

Fig. 3 zeigt eine Betriebskennlinie des Verstärkungsfaktors der Ausgangsgleichspannung in Abhängigkeit vom Phasensteuerwinkel für das Gerät gemäß Fig. 1.

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Fig. 8 zeigt schematisch den Spannungsverlauf des Lichtbogen-Schweißgerätes gemäß Fig. 2.

Gemäß Fig. 1 umfaßt das bekannte Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerät einen Dreiphasen-Transformator 1, drei Thyristore 2, 3 und 4, deren Kathoden miteinander und deren Anoden mit den Phasenausgangsklemmen der Sekundärwicklungen des Transformators 1 verbunden sind, und eine Drosselspule L, deren eines Ende mit dem gemeinsamen Punkt der Kathoden der Thyristoren und deren anderes Ende über eine Ausgangsklemme X des Schweißgerätes mit einer Schweißelektrode 5 verbunden ist. Die neutrale Klemme der Sekundärwicklungen des Transformators ist mit einem zu schweißenden Werkstück 6 über eine weitere Ausgangsklemme Y des Schweißgerätes und einen magnetischen Verstärker M verbunden. Das Lichtbogenschweißgerät umfaßt ferner einen Zündsteuerkreis 7 mit einem Einstellglied 7a, an dem die Ausgangsleistung des Schweißgerätes auf einen gewünschten Wert einstellbar ist, und einem Steuersignalgenerator 7b, der in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal des Einstellgliedes 7a arbeitet und ein Zündsignal an die entsprechenden Zündelektroden der Thyristore 2, 3 und 4 liefert, um diese zu zünden bzw. leitfähig zu machen.

Bei der beschriebenen Anordnung sind besondere Mittel, wie z.B. der magnetische Verstärker M oder ein Stromtransformator in der Verbindung zwischen der Nullklemme der Se-

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kundärwicklungen des Transformators 1 und der Ausgangsklemme Y des Schweißgerätes vorgesehen, die es gestatten, einen Teil des Ausgangsstromes des Schweißgerätes mit negativem Vorzeichen zu einer Eingangsklemme des Steuersignalgenerators 7b rückzukoppeln, um eventuelle Schwankungen am Ausgang des Schweißgerätes zu verhindern.

Einzelheiten der in Fig. 1 gezeigten Schaltungen sind in Fig. 2 dargestellt, wobei die von der strichpunktierten Linie umschlossene Fläche wie in Fig. 1 den Zündsteuerkreis 7 darstellt, der das Einstellglied 7a und den Steuersignalgenerator 7b umfaßt.

Gemäß Fig. 2 umfaßt das Einstellglied 7a eine Gleichstromquelle Vjj und einen parallel dazu geschalteten Widerstand Ro, der derart veränderbar ist, daß die Ausgangsspannung des Lichtbogenschweißgerätes bestimmt werden kann durch den Spannungsabfall vom Wert Eo zwischen dem einen Ende des Widerstandes Ro, welches bei (a) mit der positiven Klemme der Gleichstromquelle V^ verbunden ist, und dem Schleifkontakt 8.

Das durch die Spannung Ef wiedergegebene, negativ rückgekoppelte Signal, welches zum Ausgang des Lichtbogenschweißgerätes proportional ist, kann mit der Spannung Eo verglichen werden, um ein der Differenz zwischen den Spannungen Eo

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und Ef entsprechendes Signal zu erzeugen. Dieses Differenzsignal wird seinerseits über einen Widerstand R^ der Basis eines pnp-VerStärkungstransistors TPU zugeführt. Der Emitter des Verstärkungstransistors TiL, ist mit der positiven Klemme der Gleichstromquelle V_Q über einen Widerstand fL, verbunden, während der Kollektor des Transistors mit der negativen Klemme der Gleichstromquelle Vj-. über einen Parallelzweig verbunden ist, der einen Kondensator C. und einen Ausgangsschalttransistor TR₂ für einen Synchronisier-) kreis 9 umfaßt, der noch beschrieben wird. Der Kollektor des Verstärkungstransistors TR₁ ist außerdem verbunden mit dem Emitter eines Unipolar-Transistors (uni-junction transistor) UJT. Zwischen einer ersten Basis des Unipolar-Transistors UJT und der negativen Klemme der Spannungsquelle V_ß sowie zwischen der zweiten Basis des Unipolar-Transistors UJT und der positiven Klemme der Stromquelle V_D liegHen ein Impulstransformator PT bzw. ein Widerstand R^.

^ Der Synchronisierkreis 9 ist so ausgebildet, daß der

Kondensator C. jeweils mit dem Umladen beginnt an den Kreuzungspunkten der Phasenspannungen, die von .dem Dreiphasen-Transformator 1 erzeugt werden. Er umfaßt drei Gleichrichterelemente 11, 12 und 13, die mit den Sekundärwicklungen eines parallel zum Dreiphasen-Transformator 1 angeordneten Dreiphasen-Transformators 10 verbunden sind und die von dem Transformator 10 erzeugten Spannungen gleichrichten, sowie

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einen Widerstand R,, der zwischen dem Mittelabgriff der Sekundärwicklungen des Transformators 10 und einem gemeinsamen Punkt (c) liegt, an welchem die Kathoden der Gleichrichterelemente 11, 12 und 13 miteinander verbunden sind. Bei dieser Anordnung ist zwar die Spannung zwischen den beiden Enden des Widerstandes R^ synchron zur Ausgangsspannung des Transformators 1, ihre Polarität ist jedoch an dem mit dem Mittelabgriff des Transformators 10 verbundenen Ende des Widerstandes R^, negativ, während sie an dem anderen, mit dem gemeinsamen Punkt Xc) verbundenen Ende des Widerstandes R^ positiv ist. Eine Gleichspannungskomponente dieser zwischen den beiden Enden des Widerstandes R^ liegenden Spannung kann mittels eines Kondensators Cp abgeschnitten werden, so daß nur ihre Wechselkomponente den beiden Enden eines Widerstandes R₅ aufgeprägt wird. Die Spannung zwischen den beiden Enden des Widerstandes R₁- wird ihrerseits über ein Gleichrichterelement 14 zwischen die Basis und den Emitter des parallel zum Kondensator C. angeordneten Schalttransisjbors TR« -"angelegt, wodurch der Schalttransistor TRp kurzzeitig in den leitfähigen Zustand geschaltet wird, und zwar zum Zeitpunkt der Überschneidung der einzelnen Phasenspannungen am Ausgang des Schweißgerätes, wodurch der Kondensator C. momentan entladen wird.

Aus dea Vorstehenden erkennt man, daß die den Thyristoren 2, 3 und 4 zuzuführenden Schaltsignale erhalten nrer-

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den können von den Ausgangswicklungen des Impulstransformators PT synchron mit jeder Phase des Dreiphasen-Wechselstroms und in entsprechender Beziehung zu dem Ausgangssignal, welches von dem Einstellglied 7a dem Steuerkreis 7b zugeführt wird.

Bei den bekannten Gleichstrom-Lichtbogenschweißgeräten mit einem Aufbau der vorstehend beschriebenen Art hat sich jedoch der Nachteil gezeigt, daß die Stabilität des Schweißgerätes sich ändert in Abhängigkeit von der Phase, bei der die Thyristore gezündet werden, d.h. von der Größe des Phasensteuerwinkels. Aufgrund dieses den bekannten Schweißgeräten innewohnenden Nachteils kann das Schweißgerät beim Lichtbogenschweißen nicht unabhängig von der sich ändernden Größe des Phasensteuerwinkels stabil gehalten werden.

Der Grund für den erwähnten Nachteil wird im folgenden eingehender untersucht im Zusammenhang mit der Schaltung gemäß Fig. 2. Wenn bei dieser Schaltung die Induktanz der Drosselspule L verhältnismäßig groß ist, kann die mittlere Spannung Ε~ am Ausgang des Schweißgerätes durch die folgende Gleichung wiedergegeben werden:

E_D = 1.17.E.Cos α (1)

Hierin ist E eine Phasenspannung des Dreiphasen-Trans-

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formators 1 und α ein Phasensteuerwinkel je eines Thyristors. Wenn die Werte des Phasensteuerwinkels α und der

■ρ

durch D/E gegebene Verstärkungsfaktor auf der Abszissenbzw. Ordinatenachse aufgetragen werden, ergibt sich eine Kurve entsprechend Fig. 3. Man erkennt aus Fig. 2, daß die

τρ

Abhängigkeit des Verstärkungsfaktors D/E vom Phasensteuerwinkel α bei einem größeren Winkel oc, (entsprechend Fig. 8A) steiler verläuft als bei einem im Verhältnis kleineren Winkel a₂ (entsprechend Fig. 8B), so daß bei jeweils gleicher Änderung Δα sich im ersteren Fall eine größere Änderung des Verstärkungsfaktors ergibt. Es gilt somit:

E.

α = α

^ED

α = α,

Man erkennt somit, daß der Verstärkungsfaktor entsprechend dem Phasensteuerwinkel α zunimmt, und dies ist die Ursache für beträchtliche Schwankungen am Ausgang des Schweißgerätes.

Es wird nun die Verstärkungsstabilitat der in Fig. 2 gezeigten Schaltung betrachtet. Aufgrund der Tatsache, daß die aus dem Impulsgenerator, der den Verstärkungstransistor TRI, den Unipolar-Transistor UJT und den Impulstransformator PT umfaßt, und dem magnetischen Verstärker M bestehende Schaltung vom linearen Typ ist, hat dieser Zweig eine konstante Verstärkung unabhängig von der Größe der angelegten

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Eingangssignale. Trotzdem ist der Verstärkungsfaktor der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung gemäß Fig. 2 Schwankungen in Abhängigkeit vom Phasensteuerwinkel α unterworfen. Mit anderen Worten ergibt sich bei der oben erwähnten Beziehung für die mittlere Spannung D und die Abhängigkeit des Verstärkungsfaktors von dem jeweiligen Wert des Phasensteuerwinkels α., oder a„ die folgende Be-Ziehung zwischen den Verstärkungsfaktoren Δ D/Δα bei verschiedenen Werten cc, und a^ des Phasensteuerwinkels:

ΓΔ^ΕΡ Ί \ Γ A^ED Ί

L Δα -I α = α._Λ ' Ι— Δα -I α

(3)

Hieraus folgt, daß die Verstärkung oder Empfindlichkeit A D/Aa der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung gemäß Fig. 2 entsprechend dem Phasensteuerwinkel α zunimmt. Hierbei ist zu berücksichtigen, daß im vorliegenden Fall der Zweckmäßigkeit halber die Verstärkung oder Empfindlichkeit der Gleichrichterschaltung durchΔ D/Δα ausgedrückt wird, während normalerweise die Verstärkung ausgedrückt wird durch Ausgangsspannung/Eingangsspannung.

Aus der Theorie der Regeltechnik ist es bekannt, daß bei einer phasengesteuerten Schaltung mit Rückkopplung die Frage, ob das Rückkopplungssystem stabil ist oder nicht, anhand der Verstärkungscharakteristik und Phasencharakteristik der übertragungsfunktion des Systems entschieden

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werden kann. Mit anderen Worten, wenn die Verstärkung bei einem bestimmten Wert des Phasensteuerwinkels übermäßig groß wird, wird das Rückkopplungssystem zwangsläufig instabil .

Aus dieser Theorie der Regeltechnik, die auf die Schaltung eines üblichen Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerätes der genannten Art angewendet werden kann, ergibt sich,daß bei einem Schweißgerät, bei dem die Übertragungsfunktion der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung so eingestellt wurde, daß ein gewünschter Verstärkungsfaktor bei kleinem Phasensteuerwinkel α, d.h. bei relativ hohem Ausgangsstrom erhalten wird, dieser Verstärkungsfaktor übermäßig groß wird, wenn das Gerät bei großem Phasensteuerwinkel α betrieben wird, wodurch Regelschwankungen auftreten können, die bis zum Zusammenbrechen der Stabilität führen können.

Wenn dagegen in dem Schweißgerät die Übertragungsfunktion der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung so eingestellt ist, daß sich ein gewünschter Verstärkungsfak tor bei großen Werten des Phasensteuerwinkels α, d.h. bei relativ kleinem Ausgangsstrom ergibt, dann erhält man einen Abfall dieses Verstärkungsfaktors, wenn das Gerät bei kleinem Phasensteuerwinkel betrieben wird, so daß die Regelempfindlichkeit sehr nachteilig beeinflußt wird.

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Um zu verhindern, daß die Verstärkung übermäßig zunimmt und Regelschwankungen verursacht, sind verschiedene Maßnahmen vorgeschlagen worden, wie z.B. Herabsetzung der Verstärkung der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung, Vergrößern der Induktanz der Drosselspule' L oder Einfügen eines Filtergliedes mit Verzögerungszeit in die phasengesteuerte Gleichrichterschaltung. Keine dieser Maßnahmen ist jedoch empfehlenswert; bei der erstgenannten Maßnahme, wird die Steuerempfindlichkeit herabgesetzt mit dem Ergebnis einer unerwünschten Zunahme der Regelung, während bei den beiden anderen Maßnahmen die Übergangscharakteristik des Schweißgerätes nachteilig beeinflußt wird.

Es wird aus diesem Grunde allgemein als feststehende Tatsache hingenommen, daß bei den üblichen Gleichstrom-Lichtbogenschweißgeräten die Verstärkung der phasengesteuerten Schaltung in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom des Schweißgerätes schwankt und infolgedessen eine stabile, von dem Wert des Ausgangsstroms unabhängige Regelung nicht erhalten werden kann.

Es ist somit die Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerät vorzusehen, bei welchem die oben genannten Nachteile der bisher bekannten Schweißgeräte der genannten Art vermieden werden.

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Dies soll gemäß der Erfindung dadurch erreicht werden, daß das Lichtbogenschweißgerat in seiner Steuerschaltung eine Kompensationsstufe für den Verstärkungsfaktor aufweist, die den Verstärkungsfaktor der Steuerschaltung anhebt, wenn der Ausgangsstrora oder der Phasensteuerwinkel verhältnismäßig groß sind, und den Verstärkungsfaktor absenkt, wenn die genannten Größen relativ klein sind. Hierdurch kann die Verstärkung des Steuersystems, welches die Steuerschaltung und die von ihr steuerbare Gleichrichterschaltung umfaßt, auf einem im wesentlichen konstanten Wert gehalten werden, unabhängig von der Größe des Ausgangsstromes oder dem Phasensteuerwinkel.

Hierdurch wird der Vorteil erzielt, daß das erfindungsgemäße Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerät während des ganzen Schweißvorganges in stabiler Weise gesteuert und geregelt werden kann, unabhängig von der Größe des Ausgangsströmes bzw. des Phasensteuerwinkels, mit dem Ergebnis, daß sich eine günstige Übergangs- und Einschaltcharakteristik ergibt, wodurch die Notwendigkeit des Nachregelns des Schweißgerätes erheblich herabgesetzt wird.

Bei dem erfindungsgemäßen Schweißgerät, welches mit dem Verstärkungsfaktor-Kompensierglied versehen ist, kann die Verstärkung der Steuerschaltung automatisch in Abhängigkeit von der Ausgangsleistung des Schweißgerätes verändert werden, so daß Regelschwankungen, die sonst bei

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niedrigen Werten der Ausgangsleistung auftreten, in vorteilhafter Weise eliminiert werden und entsprechend auch die Empfindlichkeit auch bei hohen Werten der Ausgangsleistung verbessert werden kann. Somit wird gleichzeitig die Notwendigkeit des Nachregelns verringert und eine günstigere Übergangscharakteristik erzielt.

Die Erfindung geht somit aus von einem Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerät mit einer phasengesteuerten Gleichrichterschaltung zum Steuern der Zündphase mindestens eines gesteuerten Gleichrichterelementes, welches Wechselstrom in Gleichstrom umwandelt, der einer Schweißelektrode und einem zu schweißenden Werkstück zugeführt wird, sowie mit einer Rückkopplungsschaltung zur negativen Rückkopplung eines Teiles des auf diese Weise erzeugten Gleichstromes zu der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung zum Steuern der Ausgangsleistung des Schweißgerätes. Die Erfindung sieht ein Verstärkungs-Kompensierglied zum Kompensieren des Verstärkungsfaktors einer Steuerschaltung in Abhängigkeit von der Größe des Ausgangsgleichstroms des Schweißgerätes vor, um diesen Verstärkungsfaktor auf einem im wesentlichen konstanten Wert unabhängig von der Größe des Ausgangsgleichstromes zu halten.

Eine Ausführungsform der Erfindung wird nun im folgenden anhand der Figuren 4 bis 7 der Zeichnungen erläutert.

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Fig. 4 zeigt ein Schaltschema entsprechend Fig. 2 unter Hinzufügung der erfindungsgemäßen Merkmale.

Fig. 5 zeigt schematisch den zeitlichen Verlauf der Aufladung des Kondensators C. unter Mitwirkung des Verstärkungs-Kompensationsgliedes gemäß der Erfindung.

Fig. 6 zeigt ein Schaltbild gemäß Fig. 2 mit einer anderen Ausführungsform der erfindungsgemäßen Einrichtung.

Fig. 7(A), (B) und (C) zeigen schematisch verschiedene Wellenformen von Spannungen, die in der Zündschaltung des Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerätes gemäß Fig. 6 auftreten.

Bestandteile der Schaltung, die bereits anhand der Figuren 1 bis 3 erläutert wurden, werden im folgenden nicht mehr im einzelnen beschrieben. Sie sind in den Figuren 4 bis 7 mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet.

Das Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerät gemäß der Erfindung umfaßt die in Fig. 2 gezeigte Schaltung, die durch ein Verstärkungs-Kompensierglied ergänzt ist, das im folgenden beschrieben wird. Dieses Kompensationsglied umfaßt,

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wie in Fig. 4 dargestellt, einen Widerstand Rg, dessen eines Ende mit dem Widerstand R^ verbunden ist, der seinerseits an die Basis des Transistors TR₁ angeschlossen ist, einen npn-Verstärkungstransi stör TR·*, dessen Kollektor mit dem anderen Ende des Widerstandes Rg und dessen Emitter mit dem'anderen Ende des Widerstandes R^ verbunden ist, und einen Widerstand R~, dessen eines Ende mit der Basis des Verstärkungstransistors TR^ und dessen anderes Ende mit der positiven Klemme der Gleichstromquelle Vq verbunden ist.

Bei der Schaltung der beschriebenen Art kann angenommen werden, daß Veränderungen der Rückkopplungsspannung Ef in Abhängigkeit von der Ausgangsleistung des Schweißgerätes klein sind im Vergleich zu den Änderungen der Einstellungsspannung Eo, so daß die Differenz Eo - Ef als proportional zur Größe des Ausgangs stromes bzw. der Ausgangs spannung angesehen werden kann. Es kann somit gesagt werden* daß die Differenz Eo - Ef klein ist, wenn der Phasensteuerwinkel α groß ist, und daß diese Differenz Eo - Ef groß ist, wenn der Phasensteuerwinkel α klein ist.

Aufgrund dieser Überlegungen sollte der Wert des Widerstandes R^ so hoch gewählt werden, daß die Verstärkung der Steuerschaltung nicht übermäßig groß wird und infolgedessen keine Regelschwankungen auftreten, auch wenn der Phasen-

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steuerwinkel α im oberen Bereich liegt, d.h. wenn die Differenz Eo - Ef klein ist. Andererseits sollte der Wert des Widerstandes Rg so klein gewählt werden, daß die Verstärkung der Steuerschaltung nicht übermäßig verringert wird und. infolgedessen die Regelempfindlichkeit nicht nachteilig beeinflußt wird, auch wenn der Phasensteuerwinkel α im unteren Bereich liegt, d.h. wenn die Differenz Eo - Ef groß ist.

Wenn mit dem dargestellten und beschriebenen Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerät geschweißt werden soll, wird durch entsprechende Einstellung des Schleifkontaktes 8 der Wert des veränderlichen Widerstandes Ro so eingestellt, daß man eine Einstellspannung Eo von relativ niedrigem Wert erhält, so daß man bei großem Phasensteuerwinkel α einen relativ niedrigen Wert am Ausgang des Schweißgerätes erhält. Der zur Basis des Verstärkungstransistors TR-, durch den Widerstand Ry fließende Strom ist dann klein und infolgedessen ist der durch den Widerstand Rg fließende Kollektorstrom des Verstärkungstransistors TR* klein. Der durch den Widerstand R₂ fließende Basisstrom des Verstärkungstransistors TR-, ist jedoch im wesentlichen gleich der Summe des durch den Widerstand Rg fließenden Kollektorstromes des Verstärkungstransistors TR, und des durch den Widerstand R₁ fließenden Stromes. Man erkennt hieraus, daß der Basisstrom des Transistors TR₄. vom Wert des Widerstandes R^ abhängt.

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Wenn somit der Widerstand R₁ verhältnismäßig hoch gewählt wird, wie oben erwähnt, kann der Basisstrom des Verstärkungstransistors TfL auf einem niedrigen Wert gehalten werden und infolgedessen kann auch der Kollektor strom des Verstärkungstransistors TR₁ auf einem entsprechend niedrigen Wert gehalten werden.

Wenn durch diese Maßnahmen der Kollektorstrom des Verstärkungstransistors TR₁ auf einen niedrigen Wert herabgesetzt wird, kann die Aufladung des Kondensators C₁ im wesentlichen entsprechend der in Fig. 5 gezeigten Kennlinie erfolgen. Hierbei gibt die Linie A das Verhalten der Kondensatorspannung bei Fehlen eines Verstärkungs-Kompensationsgliedes und die Linie B das Verhalten der Kondensatorspannung bei Vorhandensein eines Verstärkungs-Kompensationsgliedes an. Aus der Kennlinie gemäß Fig. 5 erkennt man, daß der Anstiegswinkel der Linie B kleiner ist als der der Linie A, so daß durch das erfindungsgemäße Verstärkungs-Kompensationsglied die Zeit, in der die Spannung am Kondensator C₁ bis zur Durchbruchspannung des Unipolar-Transistors UJT in Abhängigkeit von der Diffe-

dT renzspannung Eo - Ef ansteigt, um eine Zeitspanne vergrössert werden kann im Vergleich zu der beim Fehlen des Verstärkungs-Kompensationsgliedes erforderlichen Zeit. Dieser Zeitzuwachs dT kann auch als Inkrement da des Phasenwinkels ausgedrückt werden. Infolgedessen ergibt sich für den Ver-

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Stärkungsfaktor der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung, die außerdem das erfindungsgemäße Verstärkungs-Kompensationsglied umfaßt, der folgende Ausdruck:

tA D ~| Λα + da J a = a,

wenn angenommen wird, daß die Verstärkung der phasenge steuerten Gleichrichterschaltung ohne das Verstärkungs Kompensationsglied

ΓΑ ^ED I I- Δα -Ι

α =

ist. Man erkennt somit, daß das Verstärkungs-Kompensationsglied sich dahingehend auswirkt, daß der Verstärkungsfaktor der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung auf einen optimalen Wert herabgesetzt wird, der erforderlich ist, um die Ausgangsspannung des Schweißgerätes auf einem konstanten Wert im Verhältnis zur Einstellungsspannung Eo zu halten. Diese Herabsetzung der Verstärkung der Steuerschaltung ergibt sich unter der Bedingung, daß der Phasensteuerwinkel α groß ist, während die Ausgangsspannung bzw. der Ausgangsstrom des Schweißgerätes relativ niedrig sind.

Wenn andererseits der veränderbare Widerstand Ro durch Einstellung des Schleifkontaktes 8 so eingestellt wird, daß sich eine Einstellungsspannung Eo von relativ hohem Wert ergibt, so daß das Schweißen durchgeführt wird bei relativ

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zo

kleinem Phasensteuerwinkel, d.h. relativ hoher Ausgangsspannung des Schweißgerätes, so wird die Differenzspannung Eo - Ef groß und der durch den Widerstand R₇ fließende Basistrom des Verstärkungstransistors TR^ nimmt entsprechend zu, so daß auch der durch den Widerstand Rg fließende Kollektrostrom dieses Verstärkungstransistors TR, zunimmt. Da jedoch der durch den Widerstand R₂ fließende Basisstrom des Verstärkungstransistors TR. im wesentlichen gleich der Summe des durch den Widerstand Rg fließenden Kollektorstromes des Verstärkungstransistors TR, und dem durch den Widerstand R^ fließenden Strom ist, wie oben erwähnt, ist der B_asisstrom des Verstärkungstransistors TR^ bei der erfindungsgemäßen Anordnung um den Wert des durch den Widerstand Rg fließenden Kollektorströmes des Verstärkungstransistors" TR, höher als bei der Anordnung gemäß Fig. 2.

Wenn der Kollektorstrom des Transistors TR₁ zunimmt, wird der Kondensator C, im wesentlichen entsprechend der in Fig. 5 gezeigten Kennlinie aufgeladen, wobei die Linie * C das Verhalten der Kondensatorspannung beim Fehlen des Verstärkungs-Kompensationsgliedes und die Linie D das Verhalten der Kondensatorspannung beim Vorhandensein des Verstärkungs-Kompensationsgliedes wiedergibt. Man sieht, daß durch das Verstärkungs-Kompensationsglied gemäß der Erfindung die Zeit, in der die Spannung des Kondensators C. bis zur Durchbruchspannung des Unipolar-Transistors UJT in Abhängigkeit von der Differenzspannung Eo - Ef ansteigt, um

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einen Betrag -dT verringert wird im Vergleich zu der Zeit, die beim Fehlen des Verstärkungs-Kompensationsgliedes erforderlich wäre. Infolgedessen ergibt sich für den Verstär kungsfaktor der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung, die zusätzlich das erfindungsgemäße Verstärkungs-Kompensationsglied umfaßt, der folgende Ausdruck:

Γ -Δ^ΕΡ Ί
'— Δα - da J

Ί Δα - da J a = ap

wenn der Verstärkungsfaktor bei Fehlen des Verstärkungs-Kompensationsgliedes die oben angenommene Größe hat. Man erkennt hieraus, daß das erfindungsgemäße Verstärkungs-Kompensationsglied die Wirkung hat, den Verstärkungsfaktor der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung auf einen optimalen Wert anzuheben, der erforderlich ist, um die Ausgangsspannung des Schweißgerätes auf einem konstanten Wert im Verhältnis zu der relativ hoch eingestellten Einstellspannung Eo zu halten.

Man erkennt aus der vorstehenden Beschreibung, daß die Wirkung der Verstärkungs-Kompensationsschaltung, die die Widerstände Rg und R~ und den Verstärkungstransistor TR^ umfaßt, darin besteht, daß automatisch die Verstärkung der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung bzw. -Stromstärke des Schweißgerätes kompensiert wird, ohne daß hierbei die eingangs be-

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schriebenen Nachteile der bekannten Gleichstrom-Lichtbogenschweißgeräte auftreten.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 6 und 7 umfaßt der Steuersignalgenerator einen Dreieck-Schwingungsgenerator 16, dessen Schaltung noch beschrieben wird. Bei der Anordnung gemäß Fig. 6 ist die Gleichstromquelle mit ihrer positiven Klemme über einen Widerstand R_Q mit dem Kollektor

eines npn-Transistors TR. verbunden, während ihre negative Klemme mit dem Emitter des Verstärkungstransistors TR-verbunden ist. Der veränderbare Widerstand Ro liegt parallel zur Stromquelle V^. Ferner ist mit der positiven Klemme der Stromquelle V_Q über einen Widerstand R_Q der Kollektor eines npn-Schalttransistors TR^ verbunden, dessen Basis über den Dreieck-Schwingungsgenerator 14 mit der negativen Klemme der Stromquelle V_D verbunden ist. Der Kollektor des Schalttransistors TR,- ist mit der Basis eines pnp-Schalttransistors TRg über einen Kondensator C, verbunden. Der Emitter des Schalttransistors TRg ist mit der positiven Klemme der Spannungsquelle V^ verbunden, während sein Kollektor über den Pulstransformator PT mit der negativen Klemme der Spannungsquelle V_Q verbunden ist. Ein Widerstand R₁₀ ist zwischen der Basis des Schalttransistors TRg und der positiven Klemme der Spannungsquelle angeordnet, während der Kollektor des Verstärkungstransistors TR^ mit dem Emitter des Schalttransistors TRc verbunden ist.

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Die Spannung Ef, die mit negativem Vorzeichen von der Ausgangsklemme des Schweißgerätes rückgekoppelt ist, wird zwischen dem Schleifkontakt 8 des veränderbaren Widerstandes Ro und der Basis des Verstärkungstransistors TR, zugeführt, so daß die Differenzspannung KV₀ - Eo) - EfJ zwischen der Basis des Verstärkungstransistors TR^ und der negativen Klemme der Spannungsquelle erscheint.

Der Dreiecks-Schwingungsgenerator 14 umfaßt einen ersten Zweig, der in Serie einen Widerstand R..ρ, einen pnp-Verstärkungstransistor TR,-, und einen Kondensator C, enthält, und einen zweiten Zweig, der in Serie die Widerstände R₁^ und R^/ enthält. Diese beiden Zweige liegen parallel zu einer Gleichspannungsquelle Vg, wie dargestellt. Der gemeinsame Punkt zwischen den Widerständen R^ und R₁^ ist mit der Basis des Verstärkungsitransistors TR₇ verbunden. Ein dritter Zweig, der einen npn-Verstärkungstransistor TRq und einen Widerstand R₁έ umfaßt, ist zwischen dem gemeinsamen Punkt P und der negativen Klemme der Stromquelle V_D angeordnet. Der Verbindungspunkt Q zwischen dem Verstärkungstransistor TRy und dem Kondensator C, ist mit der Basis des Verstärkungstransistors TR_Q verbunden. Die Synchronisierschaltung 9 der Anordnung gemäß Fig. 2 ist zwischen dem Punkt Q und der negativen Klemme der Stromquelle V^ angeordnet.

Wie nach den Kennlinien der verwendeten Transistoren

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TR₇ und TRg und/oder den Werten der Widerstände R^₂ R₁. kann der Widerstand R,. ·, auch weggelassen werden.

Die Dauer jeder Dreieckschwingung ist, wie aus Fig. 7 (C) ersichtlich, im wesentlichen gleich dem Intervall zwischen zwei Schnittpunkten von zwei Phasenspannungen, die von dem Dreiphasen-Wechselstromtransformator erzeugt werden.

Bei der zuvor beschriebenen Anordnung kann der voreingestellte Phasensteuerwinkel durch entsprechende Einstellung des veränderbaren Widerstandes Ro, d.h. durch Einstellen der Spannung V-^ - Eo, gewählt werden. Dementsprechend hat die dargestellte Anordnung die Eigenschaft, daß bei kleinem Phasensteuerwinkel der Basisstrom des Verstärkungstransistors TR^ entsprechend der Differenzspannung KVrj - Eo) - EfJ zunimmt, so daß die Spannung Ec zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Verstärkungstransistors TR. verringert wird.

Die Ausgangsspannung des Dreieck-Schwingungsgenerators 14, die an den beiden Enden des Widerstandes 15 erscheint, wird der Basis des Schalttransistors TR^ zugeführt. Wenn die Ausgangsspannung des Dreieck-Schwingungsgenerators 14 bis über die Kollektor-Emitterspannung Ec des Verstärkungstransistors TR, ansteigt, wird der Schalttran-

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sistor TRc in den leitenden Zustand geschaltet, so daß ein Kollektorstrom des Schalttransistors TR_C durch den Wider-

stand Rq fließt. Die hierdurch an den beiden Enden des Widerstandes Rq auftretende Spannung wird in einer Differenzierstufe, die aus dem Kondensator CU und dem Widerstand R₁ .besteht, differenziert und dem Schalttransistor TRg zugeführt.

Durch die differenzierte und dem Transistor TRg zugeführte Spannung wird dieser Transistor kurzzeitig in den leitenden Zustand geschaltet, so daß Strom von der Stromquelle Yj, durch den Schalttransistor TRg zur Primärwicklung des Impulstransformators PT fließen kann, wodurch ein Zündimpuls zum Einschalten der Thyristore in der Sekundärwicklung des Impulstransformators PT erzeugt wird.

Da die Phase, mit der der Zündimpuls erzeugt wird, von der die Kollektor-Emitterspannung Ec des Verstärkungstransistors TR^ übersteigenden Ausgangsspannung des Dreieck-Schwingungsgenerators 14 bestimmt wird, kann gesagt werden, daß die Phase des Zündimpulses sich in Abhängigkeit von der Differenzspannung R V₀ - Eo) - EfJ ändert. Mit andern Worten, wenn diese Differenzspannung einen höheren Wert hat, kann die Impulsphase beschleunigt werden mit entsprechender Herabsetzung des Phasensteuerwinkels α auf einen relativ kleineren Wert, und wenn andererseits

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die Differenzspannung relativ niedrig ist, wird der Phasensteuerwinkel auf einen relativ höheren Wert zunehmen, um sich der entsprechend niedrigeren Ausgangsspannung bzw. -Stromstärke des Schweißgerätes anzupassen.

Wenn in der Schaltung des Dreiecks-Schwingungsgenerators 14 in an sich bekannter Weise kein Verstärkungstransistor TRq vorgesehen ist, sondern das Ende des mit der Basis des Schalttransistors TR- verbundenen Widerstandes R^,- direkt mit dem Punkt Q verbunden ist, so daß man vom Generator 14 eine Ausgangs spannung von der in Fig. 7 (A) gezeigten Wellenform erhält, dann ist das Verhältnis der differentiellen Zunahme Δα des Phasensteuerwinkels zu der differentiellen Zunahme A[(Vrj - Eo) - EfI der Differenzspannung konstant, so daß keine Kompensierung des Verstärkungsfaktors in der Steuerschaltung möglich ist.

Wenn dagegen gemäß der Erfindung ein Verstärkungstransistor TRo vorgesehen ist, wird durch einen Teil der an beiden Enden des Widerstandes R^, erscheinenden Spannung der Spannungsquelle Vg der Verstärkungstransistor TR~ gesteuert, dessen durch den Widerstand R^₂ fließender Kollektorstrom den Kondensator C^ auflädt. Die Spannung des Kondensators C. steuert den Verstärkertransistor TRg, dessen aufgrund der zwischen den beiden Enden des Widerstandes R₁^ liegenden Spannung fließender Kollektorstrom dem Widerstand R₁^

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zugeführt wird, so daß man von dem Generator 14 eine •Ausgangsspannung mit der in Fig. 7 (B) ,gezeigten Dreieckswellenform erhält. Somit wird beim Aufladen des Kondensators C, die an den beiden Enden des Widerstandes FL.^ erscheinende Ausgangsspannung vergrößert. Man erhält somit an den beiden Enden des Widerstandes R^,- die in Fig. 7 (B) gezeigte Ausgangsspannung des Generators 14, deren ansteigender Teil etwas nach unten durchhängt. Da die Ausgangsspannung des Dreiecks-Schwingungsgenerators oder Sägezahngenerators 14 die in Fig. 7 (B) gezeigte Form hat, nimmt das Verhältnis der differentiellen Zunahme Δα des Phasensteuerwinkels α zu der differentiellen Zunahme ARV₀ - Eo) - EfJ der Differenzspannung zu, wenn die Ausgangsspannung des Schweißgerätes zunimmt und entsprechend der Phasensteuerwinkel α einen kleineren Wert hat.

Hit anderen Worten, je höher die Ausgangsspannung bzw. -Stromstärke des Schweißgerätes bei relativ kleinem Viert des Phasensteuerwinkels α ist, desto höher wird die Verstärkung der Steuerschaltung. Somit wirkt der Transistor TRg in der Anordnung gemäß Fig. 6 als Verstärkungs-Kompensationsglied, wodurch der Verstärkungsfaktor der Steuerschaltung automatisch und proportional zur Ausgangsspannung bzw. -Stromstärke des Schweißgerätes kompensiert werden kann, ohne daß die eingangs erwähnten Nachteile der bekannten Gleichstrom-Lichtbogenschweißgeräte auftreten.

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Statt der in Fig. 6 gezeigten getrennten Stromquellen Vj. und Vg kann auch nur jeweils eine der beiden Stromquellen verwendet werden. Ferner kann anstelle der beschriebenen Rückkopplung des Ausgangsstromes des Schweißgerätes auch eine Rückkopplung der Ausgangsspannung vorgesehen sein,' um eine Charakteristik mit konstanter Spannung zu erzielen.

Aus der vorstehenden Beschreibung ergibt sich, daß die Erfindung ein verbessertes Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerät schafft, bei der in vorteilhafter Weise eine stabile Steuerung und Regelung erzielbar ist.

Die Einzelheiten der beschriebenen Ausführungsformen sind nur als Beispiele anzusehen, und zahlreiche Änderungen und Ausgestaltungen sind im Rahmen der Erfindung möglich.

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Claims

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Patentansprüche

Gleichstrom-Lichtbogenschweißgerät mit einer phasengesteuerten Gleichrichterschaltung zum Steuern der Zündphase mindestens eines steuerbaren Gleichrichterelementes zum Umwandeln eines zugeführten Wechselstromes in einen einer Schweißelektrode und einem zu schweißenden Werkstück zuzuführenden Gleichstrom, sowie mit einer Rückkopplungsstufe zum negativen Rückkoppeln eines Teiles des Ausgangsgleichstroms zur phasengesteuerten Gleichrichterschaltung zum Steuern des Ausgangsstroms des Schweißgerätes, dadurch gekennzeichnet, daß in der phasengesteuerten Gleichrichterschaltung ein den Verstärkungsfaktor kompensierendes Glied vorgesehen ist, welches den Verstärkungsfaktor in Abhängigkeit vom Ausgangsgleichstrom des Schweißgerätes so steuert, daß der Verstärkungsfaktor bei jedem Wert des Ausgangsgleichstroms im wesentlichen konstant gehalten wird.
2. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die phasengesteuerte Gleichrichterschaltung ein Einstellglied zum Einstellen der Ausgangsstromstärke oder -spannung des Schweißgerätes sowie einen

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Steuersignalgenerator aufweist, und daß Mittel zum Vergleichen des Ausgangssignals des Einstellgliedes mit dem negativ rückgekoppelten Signal der Rückkopplungsstufe und zum Erzeugen eines der Differenz dieser Signale entsprechenden Signales vorgesehen sind, wobei dieses Signal seinerseits über das den Verstärkungsfaktor kompensierende Glied dem Steuersignalgenerator zugeführt wird.
3. Gerät nach Anspruch 2, dadurch g e k e η η -

t zeichnet, daß die phasengesteuerte Gleichrichterschaltung besteht aus einem ersten Zweig, der in Serie einen Impulstransformator, einen Unipolar-Transistor (uni-junction transistor) und einen Widerstand umfaßt, einem zweiten Zweig, der in Serie einen Kondensator, der parallel zu einer Synchronisierschaltung angeordnet und mit einem Ende mit dem Emitter des Unipolar-Transistors verbunden ist, einen Verstärkungstransistor und einen Widerstand umfaßt, daß das Einstellglied einen parallel zu einer Gleichstromquelle geschalteten veränderbaren Widerstand umfaßt und daß das den Verstärkungsfaktor kompensierende Glied aus einem ersten Widerstand, einem Verstärkungstransistor und einem zweiten Widerstand besteht, wobei der erste Widerstand und der Verstärkungstransistor in Serie zueinander und parallel zu einem Widerstand angeordnet sind, dessen eines Ende mit dem Verstärkungstransistor des zweiten Zweiges der Gleichrichterschaltung verbunden

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ist, während die Basis des Verstärkungstransistors des Verstärkungskompensierenden Gliedes mit der positiven Klemme der Gleichstromquelle über den zweiten Widerstand verbunden ist, wodurch die Spannung des Rückkopplungssignals zwischen dem Schleifkontakt des veränderbaren Widerstandes und dem mit der Basis des Verstärkungstransistors verbundenen Widerstand liegt.
4. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 3» dadurch gekennzeichnet, daß die phasengesteuerte Gleichrichterschaltung ein Einstellglied für den Ausgangsstrom, eine Vergleichsschaltung zum Vergleichen des Ausgangssignals des Einstellgliedes mit dem negativ rückgekoppelten Signal und zum Erzeugen eines der Differenz dieser Signale entsprechenden Signales, einen Dreiecksoder Sägezahngenerator und eine Steuersignalgeneratorschaltung umfaßt, die derart ausgebildet sind, daß ein Signal der Steuersignalgeneratorschaltung nur dann zugeführt wird, wenn das Ausgangssignal des Dreiecks- oder Sägezahngenerators den Wert des Differenzsignals überschreitet.
5. Gerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Einstellglied aus einer Gleichstromquelle von konstanter Spannung und einem parallel dazu angeordneten veränderbaren Widerstand besteht, daß die

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Vergleichsstufe aus einem Widerstand und einem Verstärkungstransistor zum Vergleichen des Ausgangssignals des Einstellgliedes mit dem negativ rückgekoppelten Signal "besteht, daß die Steuersignalgeneratorschaltung besteht aus einem Zweig mit einem Impulstransformator und einem in Serie dazu angeordneten Schalttransistor, wobei dieser Zweig zwischen der positiven und negativen Klemme der Gleichstromquelle angeordnet ist und aus einem Widerstand und der Kombination eines Widerstand mit einem Kondensator, die zwischen dem Emitter und der Basis des Schalttransistors des genannten Zweiges angeordnet sind, wobei ferner ein Schalttransistor zwischen dem gemeinsamen Punkt des Kondensators und Widerstandes und der Vergleichsschaltung angeordnet ist, und daß der das Verstärkungskompensationsglied enthaltende Dreiecks- oder Sägezahngenerator besteht aus einem zwischen der Basis des Schalttransistors des Steuersignalgenerators und der negativen Klemme der Gleichstromquelle angeordneten Widerstand, einem Zweig mit einem parallel zu einer Synchronisierschaltung angeordneten Kondensator und einem in Serie dazu angeordneten Transistor, dessen Basis mit der negativen Klemme der Stromquelle über einen Widerstand verbunden ist, aus einem Widerstand und einem zwischen der Basis des Verstärkungstransistors des genannten Zweiges und dem Ende des Widerstandes angeordneten Verstärkungstransistor, dessen Basis mit dem Kondensator verbunden ist, besteht.

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