DE3238563A1

DE3238563A1 - Transformatorloser, nichtinvertierender schaltregler

Info

Publication number: DE3238563A1
Application number: DE19823238563
Authority: DE
Inventors: Rouben 07869 Randolph N.J. Toumani
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1981-10-22
Filing date: 1982-10-18
Publication date: 1983-05-26
Also published as: GB2109597A; FR2515444A1; GB2109597B; JPS5879470A; US4395675A; SE8205800L; CA1170715A; SE8205800D0

Description

Beschreibung

Transformatorloser, nichtinvertierender Schaltregler

Die Erfindung bezieht sich auf Schaltregler, insbesondere auf einen Schaltregler mit einem durchgehend erweiterten Ausgangsspannungsbereich, der von Null bis zu irgendeiner gewünschten Ausgangsspannungsamplitude reicht, ohne daß eine Polaritätsinversion der Ausgangs-Gleichspannung bezüglich der Polarität der Eingangs-Gleichspannung erfolgt.

Häufig ist man auf eine feste Gleichspannungsquelle beschränkt, und man benötigt eine stabilisierte Ausgangsspannung in einem Bereich zwischen Amplituden, die kleiner und größer als die Eingangsspannungsamplitude sind. Um diesen erweiterten Ausgangsspannungsbereich zu erhalten, kann man einen Gleichspannungswandler verwenden. Den erweiterten Bereich erhält man durch einen in dem Wandler vorgesehenen Transformator, und die richtige Auswahl des Windungsverhältnisses gestattet die Auswahl

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irgendeines gewünschten Ausgangsspannungsbereichs. Transformatoren sind jedoch teuer und im Vergleich zu der Wandlerschaltung sehr groß.

Diese durch Kosten und Größe des Transformators bedingten Beschränkungen kann man durch Verwendung eines Schaltreglers vermeiden, der eine zwei Anschlüsse aufweisende Spule als Energiespeicher besitzt. Der Schaltregler bietet viele Vorteile: Er besitzt einen einfachen Schaltungsaufbau, kann als integrierte Schaltung realisiert werden - außer daß er vielleicht eine diskrete Energiespeicherspule und einen diskreten Filterkondensator besitzt -, hat geringe Größe und ist sehr leistungseffizient. Er ist jedoch insofern einer Beschränkung unterworfen, als er keinen die Eingangsspannungsamplitude über- und unterschreitenden kontinuierlichen Ausgangsspannungsbereich liefert, ohne daß die Polarität der Ausgangs-Gleichspannung bezüglich der Polarität der Eingangs-Gleichspannung invertiert wird. Folglich benötigten Spannungsregler, die einen erweiterten Bereich einer geregelten Ausgangs-Gleichspannung benötigen, ohne daß die Polarität der Eingangsspannung umgekehrt wird, den Gleichspannungswandler mit einem Transformator.

Es ist daher ein Ziel der Erfindung, einen durch Entgegenwirkung verstärkenden (buck boost) Schaltregler zu schaffen, der eine kontinuierliche Aufwärts/Abwärts-Spannungswandlung zwischen Null und einer über der Eingangs-Gleichspannung liegenden Spannung bewirkt, ohne daß die Notwendigkeit besteht, die Polarität der Ausgangsspannung bezüglich der Polarität der Speise-Gleichspannung zu invertieren. Dieser erweiterte Bereich wird durch Verwendung zweier unabhängiger Schaltvorrichtungen erreicht, die an entgegengesetzte Anschlüsse eines induktiven Energiespeicherelements angeschlossen sind, um die Energiespeicherung in diesem Element und die Energieentnahme für die angeschlossene Last unabhängig zu steuern. Die beiden Schaltvorrichtungen werden synchron, jedoch mit unterschiedlichen Tastverhältnissen betrieben, um die Energiespeicherung und -entnahme unabhängig zu steuern und den gewünschten erweiterten Bereich der geregelten Ausgangsspannung zu erhalten.

Durch Variieren der jeweiligen Tastverhältnisse der zwei synchron geschalteten Schaltvorrichtungen kann man viele gesteuerte Effekte von Ausgangsstrom und Ausgangsspannung erzielen. Mit Ausnahme des Ausgangs-Filterkondensators und der Energiespeicherspule lassen sich sämtliche Schaltungselemente dieses Reglers in inte-

grierter Form herstellen, wodurch sich Größe und Kosten des Schaltreglers im Vergleich zu einem Gleichspannungswandler herabsetzen lassen.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 verschiedene Arten herkömmlicher Schaltregler,

Fig. 2 ein schematisches Schaltbild eines erfindungsgemäßen Schaltreglers,

Fig. 3 bis 6 verschiedene Signalformen, die verschiedene Arbeitsweisen des in Fig. 1 gezeigten Schaltreglers veranschaulichen, und

Fig. 7 bis 9 Schaltbilder eines Schaltreglers mit verschiedenen Rückkopplungsanordnungen, durch die der Schaltregler nach Fig„ 2 gesteuert werden kann.

In Fig. 1 sind drei klassische Schaltungen herkömmlicher Schaltregler mit einer zwei Anschlüsse aufweisenden Energiespeicherspule dargestellt. Der in Teil A in Fig. gezeigte Abwärtswandler-Schaltregler liefert eine gesteuerte negative Ausgangs-Gleichspannung, die von einer

negativen Eingangs-Gleichspannung abgeleitet ist.

Während sich die hier gezeigten Beispiele auf negative Eingangsspannungen beziehen, gelten dieselben Prinzipien für positive Eingangsspannungen. Die notwendige Polaritätswahl der Schaltvorrichtungen und Dioden ist dem Fachmann bekannt und soll hier nicht näher beschrieben werden.

Bei dem hier speziell beschriebenen Ausführungsbeispiel kann die Amplitude der negativen Ausgangs-Gleichspannung zwischen Null und der Amplitude der negativen Eingangs-Gleichspannung liegen. In diesem Bereich wird die Ausgangsspannung ohne weiteres durch Pulsbreitenmodulation des Schalttransistors 11 gesteuert, jedoch vermag die Amplitude der Ausgangsspannung diesen Bereich nicht zu überschreiten. Dieser in Fig. 1 dargestellte Abwärtswandler-Schaltregler besitzt insofern eine vorteilhafte Arbeitsweise, als der Ausgangs-Laststrom I₁, der durch den Stromverlauf 15 veranschaulicht ist, kontinuierlich ist. Der Strom I₁ fließt durch die Last 16 selbst in der Zeit, in der Energie in der Energiespeicherspule 14 gespeichert wird. Dies bildet einen Gegensatz zu den unten noch zu diskutierenden Schaltreglern, die in Fig. 1 Teil B und C gezeigt sind.

Bei diesen Schaltreglern ist der Laststrom diskontinuierlich.

Ein in Fig. 1 Teil B dargestellter Aufwärtswandler-Schaltregler erzeugt eine Äusgangsspannung in einem Bereich, die von der negativen Eingangs-Gleichspannung bis theoretisch zu minus Unendlich reicht. Die Ausgangs-Gleichspannung in diesem Bereich wird gesteuert durch Pulsbreitenmodulation des Schalttransistors 12, und der Ausgangs-Laststrom I ist diskontinuierlich, da er nicht fließt, während in der Spule Energie gespeichert wird, was durch den in Fig. 1 Teil B dargestellten Stromverlauf 17 angedeutet ist.

Bei den in Fig» 1 Teil A und Teil B dargestellten Schaltreglern hat die gesteuerte Ausgangs-Gleichspannung in beiden Fällen dieselbe Polarität wie die angelegte Eingangs-Gleichspannung. In jedem Fall ist jedoch der Bereich der Ausgangs-Gleichspannung beschränkt auf entweder eine kleinere oder größere Amplitude als die Amplitude der angelegten Eingangs-Gleichspannung. Somit kann "der Ausgangsspannungsbereich in keinem der Beispiele diejenige Amplitudenschranke über- oder unterschreiten, die durch die spezielle Amplitude der angelegten Eingangs-Gleichspannung bestimmt wird.

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Der in Fig. 1 Teil C dargestellte Schaltregler liefert eine gesteuerte positive Ausgangs-Gleichspannung in einem erweiterten Bereich, der von Null bis zu theoretisch plus Unendlich reicht. Die Ausgangsspannung wird durch Pulsbreitenmodulation eines Schalttransistors erhalten. Allerdings ist die Polarität der Ausgangs-Gleichspannung bezüglich der negativen Polarität der angelegten Eingangs-Gleichspannung umgekehrt. Wie aus dem dargestellten Wellenzug ersichtlich, liefert der durch Gegenwirkung verstärkende (buck boost) Schaltregler gemäß Fig. 1 Teil C einen diskontinuierlichen Ausgangsstrom I₁, der durch den Stromverlauf 18 angedeutet ist. Es fließt kein Ausgangsstrom in derjenigen Zeit, in der in der Energiespeicherspule Energie gespeichert wird.

Fig. 2 zeigt einen neuen, verbesserten durch Gegenwirkung verstärkenden Schaltregler gemäß der Erfindung. Bei dieser Ausführungsform verbindet ein erster Schalttransistor 21 einen Anschluß 22 für eine negative Eingangs-Gleichspannung mit einem Anschluß 26 einer Energiespeicherspule 23. Ein zweiter Schalttransistor 24 verbindet den zweiten Anschluß 27 der Energiespeicherspule mit einem Masseanschluß 25. Der zweite Anschluß 27 der Energiespeicherspule 23 ist außerdem

über eine Diode 29 an eine Ausgangslast 30 und einen Filterkondensator 31 geschaltet» Der erste Anschluß 26 der Energiespeicherspule 23 ist über eine Diode 32 an einen Masseanschluß 33 angeschlossen. Die Treibersignale für die beiden Schalttransistoren 21 und 24 sind durch die dazugezeichneten Wellenformen 41 und 44 dargestellt, welche die Treiberimpulse bilden, um diese Schalttransistoren synchron vorzuspannen, damit sie unabhängig, jedoch synchron leitend werden.

Wie man aus den Transistor-Treiberimpulsen 41 und 44 ersieht, wird der erste Schalttransistor 21 durch einen Impuls betrieben, der eine Periodendauer T und eine Impulsbreite t. hat. Der Treiberimpuls 44 für den zweiten Schalttransistor 24 braucht nicht mit dem ersten Treiberimpuls identische Anstiegs- oder Abfallzeiten zu haben; jedoch müssen beide Treiberimpulse synchron zueinander geschaltet werden und wenigstens für ein gewisses gemeinsames Zeitintervall gleichzeitig hoch sein. Die Treiberimpulse müssen zusammen auftreten, wenn die Ausgangsspannung die Eingangsspannung überschreitet, so daß in der Energiespeicherspule 23 Energie gespeichert werden kann. Der Treiberimpulszug 44 für den zweiten Transistor besitzt die gleiche Periodendauer T wie der Impulszug 41_f jedoch ist, wie aus der Zeichnung

entnommen werden kann, die Impulsbreite t_ des Treiberimpulses 44 kleiner als die Impulsbreite t. des Impulses 41, In den dargestellten Wellenformen repräsentieren die Impulsintervalle t_ und t. diejenigen Zeitintervalle, in denen der Transistor 24 bzw. der Transistor 21 leitet. Wie aus der Darstellung ersichtlich, liegt die Vorderflanke des Treiberimpulses 44 bezüglich der Vorderflanke des Treiberimpulses 41 zeitlich zurück. Folglich leitet der erste Transistor 21 früher als der Transistor 24. In ähnlicher Weise erscheint die Rückflanke des Treiberimpulses 44 vor der Rückflanke des Treiberimpulses 41, so daß der Transistor 24 als erster aufhört zu leiten. Es können verschiedene zeitliche Beziehungen der beiden Treiberimpulse dazu benutzt werden, um spezielle Steuerungseffekte der Ausgangsspannung zu erreichen, jedoch müssen die Transistorschalter 21 und 24 synchron zueinander betrieben werden.

Wenn der erste und zweite Schalttransistor 21 und 24 gleichzeitig vorgespannt werden, so daß sie leiten, werden die Dioden 29 und 32 in Sperrichtung geschaltet, wenn sich in der Energiespeicherspule 23 Strom aufbaut und Energie gespeichert wird. Wenn beide Transistorschalter 21 und 24 gleichzeitig so vorgespannt werden, daß sie nicht leiten, hält die in der Spule 23

gespeicherte Energie einen Stromfluß durch die nun in Durchlaßrichtung geschaltete Diode 23 zur Lastimpedanz 30 aufrecht. Die Arbeitsweise der Transistoren 21 und 24 sowie ihrer zugeordneten Dioden 32 und 29 kann als die Arbeitsweise von kommutierenden Schaltern betrachtet werden.

Der Kondensator 31 filtest die Wechselstromanteile aus dem Ausgangsstrom heraus und hält eine gleichförmige Gleichspannung an dem Lastwiderstand 30. Dadurch, daß der zweite Transistorschalter 24 gleichzeitig mit dem Transistorschalter 21 leitend gemacht wird, kann Energie von der Eingangsquelle zur Energiespeicherspule selbst dann übertragen werden, wenn die absolute Amplitude der Ausgangsspannung an der Last 30 die absolute Amplitude der Eingangs-Speisegleichspannung am Anschluß 22 überschreitet, ohne daß irgendeine Polaritätsumkehr der Ausgangs-Gleichspannung bezüglich der Eingangs-Gleichspannung erfolgt. Auf diese Weise ist ein erweiterter Bereich der stabilisierten Ausgangsspannung möglich, deren Polarität mit der Polarität der Eingangsspannung identisch ist. Die Vielseitigkeit der in Fig. gezeigten Reglerschaltung ermöglicht die Schaffung vieler verschiedener vorteilhafter Effekte durch Verwendung unterschiedlicher Tastverhältnisse für die

beiden Transistorschalter, solange diese synchron miteinander betrieben werden.

Während der in Fig. 1 dargestellte Schaltregler mit einem Anschluß der Last auf Masse liegt, kann der Regler auch eine nicht auf Masse bezogene schwimmende Ausgangsspannung liefern. Hierbei ist die an die Diode 32 angeschlossene Massespannung fortgelassen und durch eine andere Bezugsspannung ersetzt, während die Last 30 als Nebenschluß bezüglich des Kondensators 31 geschaltet ist.

Die Arbeitsweise des in Fig. 2 dargestellten Schaltreglers läßt sich leicht dadurch verstehen, daß verschiedene unterschiedliche Betriebsarten unter spezieller Bezugnahme auf die Wellenformen in den Fig. 3, 4, 5 und 6 beschrieben werden. Jede der genannten Wellenformen definiert verschiedene, ausgewählte Betriebsarten. Die Beschreibung der verschiedenen Betriebsarten veranschaulicht die grundlegenden Arbeitsweisen des Schaltreglers. Es versteht sich, daß die verschiedenen Betriebsanordnungen, die durch die Wellenformen in den Fig. 3, 4, 5 und 6 repräsentiert werden, nicht sämtlichen möglichen Betriebsarten entsprechen und den Schutzumfang der Erfindung nicht einschränken.

Die Wellenformen nach Fig. 3 repräsentieren einen Zustand, in dem beide Transistorschalter 21 und 24 gleichzeitig leitend gemacht werden durch gleichzeitige Vorspannungsimpulse 51 und 54, die gleiche Tastverhältnisse besitzen- In dieser speziellen Betriebsart hat der Stromverlauf 53 der Ausgangslast trapezförmige Form mit einer einzelnen Spitze, wobei der Strom am Punkt 55 einen Anfangs-Spitzenwert besitzt und dann auf einen geringeren Wert am Punkt 56 abnimmt. Bei diesem Beispiel wird angenommen, daß der Fluß in der Spule nicht auf Null abnimmt. Wenn er auf Null abnähme, wäre der Laststromverlauf dreieckförmig, wie es dem Fachmann bekannt ist. Der Ausgangslaststrom fließt nur während des Zeitintervalls (t. - t,), wenn sowohl der erste als auch der zweite Transistorschalter 21 bzw. 24 so vorgespannt sind, daß sie nicht leiten. Diejenigen Zeitintervalle (t, - t_), in denen die beiden Transistorschalter 21 und 24 leiten, werden dazu benutzt, in der Energiespeicherspule 23 Energie zu speichern, die anschließend als Laststromimpuls 53 an die Last 30 geliefert wird. In dieser Betriebsweise wird selbst dann in der Energiespeicherspule 23 Energie gespeichert, wenn die Ausgangsspannung die Amplitude der Eingangsspannung übersteigt.

In der zweiten Betriebsweise, die durch die Wellenformen in Fig. 4 veranschaulicht ist, werden der erste und zweite Transistorschalter 21 und 24 synchron durch Treiberimpulse 61 und 64 mit voneinander abweichenden Tastverhältnissen betrieben. Der Transistorschalter 21, wird - wie durch die Wellenform 61 dargestellt ist bei einem Tastverhältnis von etwa 50 % leitend gemacht. Von 50 % abweichende Tastverhältnisse haben im wesentlichen die gleiche Wirkung. Der Transistorschalter 24 wird durch den Impuls 64 leitend gemacht, der ein geringeres Tastverhältnis (Impulsdauer!impulspause) besitzt. Der Verlauf 62 des Ausgangsstroms besitzt drei separate Scheitel- bzw. Eckpunkte 65, 66 und 67, die den verschiedenen Vorder- und Rückflanken der beiden Treiberimpulswellenformen 61 und 64 entsprechen.

Diese spezielle Laststromwellenform, die durch die Wellenform 62 angedeutet ist, ergibt sich in einer Situation, in der die Amplitude der negativen Ausgangsspannung zwischen der Amplitude der negativen Eingangs-Gleichspannung und Null liegt. Das Zeitintervall (t_ - t_o), in dem beide Treiberimpulse gleichzeitig erscheinen und beide Schälttransistoren 21 und 24 leitend sind, ist ein Zeitintervall, in welchem kein Ausgangs-

Laststrom fließt, wie man aus dem Null-Strompegel 68 der Stromwellenform 62 erkennt, und es handelt sich um ein Intervall, in welchem Energie in der Energiespeicherspule 23 gespeichert wird. Sobald der zweite Transistorschalter 24 im Zeitpunkt t~ nicht-leitend gemacht wird,

Sm

springt der Ausgangslaststrom auf einen ersten Scheitelpunkt 65 und steigt rampenförmig entsprechend der Wellenform 63 an bis zu einem Scheitelpunkt 66 im Zeitpunkt t-, bei dem der erste Transistorschalter 21 nicht-leitend gemacht wird. Die in der Spule gespeicherte Energie nimmt dann ab und folgt der negativen Schräge 69 bis zum Scheitelpunkt 67 im Zeitpunkt t.„ bei dem beide Transistorschalter 21 und 24 erneut leitend vorgespannt werden, und der Ausgangslaststrom fällt auf den Nullpegel 68 ab.

Fig. 5 zeigt eine identische Treiberimpulsanordnung für den Fall, daß die negative Ausgangs-Gleichspannung mehr negativ oder hinsichtlich der absoluten Amplitude größer ist als die negative Eingangs-Gleichspannung. Die Wellenform 72 des Ausgangslaststroms nimmt eine bezüglich Fig. 4 unterschiedliche Polygonform an. Ihr Anfangswert im Zeitpunkt t_ steigt auf einen Spitzen-Scheitelwert 73 in dem Augenblick an, in dem der zweite Transistor 24 bei der Rückflanke des Treiberimpulses 74 nicht-

leitend gemacht wird. Der Stromverlauf 72 nimmt mit einer ersten Schräge von dem Scheitelpunkt 73 zu einem zweiten Scheitelpunkt 75 im Zeitpunkt t_ ab. Im Zeitpunkt t_ wird der erste Transistor 21 bei der Rückflanke des Treiberimpulses 71 nicht-leitend gemacht. Der auf die in der Spule 23 gespeicherte Energie zurückzuführende Ausgangsstrom nimmt von dem Scheitelpunkt 75 bis zu einem Scheitelpunkt 76 ab, bei dem beide Transistoren 21 und 24 im Zeitpunkt t. leitend gemacht werden, und wie in Fig. 5 gezeigt ist, fällt der Ausgangslaststrom 72 auf den Nullpegel 78 ab.

Fig. 6 zeigt den Verlauf des Ausgangsstroms des Reglers, wenn der zweite Transistor 24 zwar synchron mit dem ersten Transistor vorgespannt wird, jedoch mit unabhängigen Vorder- und Rückflanken der Impulse. In diesem Beispiel wird der Transistorschalter 24 leitend gemacht, nachdem der erste Transistor 21 für einen Zeitraum (t. - t ) leitend gemacht wurde. Der Treiberimpuls 84 für den zweiten Transistor 24 erscheint mit seiner Vorderflanke ein beträchtliches Zeitintervall (t.. - t_o) nach der Vorderflanke des Treiberimpulses 81 des ersten Transistors 21. Der Verlauf des Ausgangsstroms hat Polygonform, wie es in einer Situation der Fall ist, in welcher die Ausgangsspannung zwischen

- 19 der Amplitude der Speise-Gleichspannung und Null liegt.

Der entsprechende Stromverlauf für Ausgangsspannungen, die in der Amplitude größer sind als die Eingangsspannung, ist für den Fachmann klar, so daß diese Situation hier nicht näher erläutert zu werden braucht.

Die verschiedenen auftretenden Laststromverläufe können von dem Fachmann unter Heranziehung der nachstehenden analytischen Beziehungen ermittelt werden, welche die Arbeitsweise des in Fig. 2 dargestellten Schaltreglers gemäß der Erfindung beschreiben. Bei Anwendung dieser Analyse beispielsweise auf Fig. 4 errechnen sich im wesentlichen die augenblicklichen Lastströme an drei kritischen Scheitelstellen: (i) Wenn beide Schalter zu Beginn leiten; (ii) wenn der erste Schalter aufhört zu leiten; und (iii) wenn der zweite Schalter aufhört zu leiten. Die Analyse für die übrigen Figuren ergibt sich in für den Fachmann verständlicher Weise. Folglich schafft eine für jede Situation geltende Lösung für die augenblicklichen Ströme und Spannungsabfälle in der Reglerschaltung die folgenden analytischen Beziehungen, ausgedrückt durch die nachstehenden Gleichungen (1), (2) und (3), in denen V die Amplitude der Eingangs-Gleichspannung, V die Amplitude der geregelten Ausgangs-Gleichspannung, L die Induktivität

der Energiespeicherspule und I , I. und I die augen-

a ο c

blicklichen Scheitelströme der trapezförmigen Laststrom-Wellenform sind, die beispielsweise den Punkten 65, 66 und 67 der in Fig. 4 dargestellten Wellenform 62 entsprechen. T₆₁ = (t_ - t ) ist das Zeitintervall, in dem beide Transistorschalter leiten; T = (t - t_) ist das Intervall, in dem nur der erste Transistorschalter 21 leitet, und Ty = (t₄ - t ) ist das Zeitintervall, in dem keiner der Transistorschalter 21 und 24 leitet. Die Periodendauer der Wellenform ist T. Man erkennt, daß die Summe von Ti,, T und T^ der Periodendauer T entspricht. In den folgenden Gleichungen wird vorausgesetzt, daß an den Dioden 29 und 32 kein Spannungsabfall erfolgt, und daß der Strom in der Spule 23 niemals auf den Wert Null abfällt.

^Vin

- ^vout - ^L

<I_b - Ο

^Vout - ^L

(i. - ι)

Der mittlere Ausgangs-Gleichstrom läßt sich einfach dadurch errechnen, daß man die Strom-Zeit-Fläche der Last strom-Welle 62 gemäß Fig. 4 berechnet und durch die

Periodendauer dividiert, wonach man den mittleren Ausgangsstrom gemäß nachstehender Gleichung (4) erhält:

(I + I) (I + I)

τ = ^a ο τ + ^{b c} T^ (4)

"¹DC 2T ¹B 2T ¹T ^K*'

Mit den Gleichungen (1) bis (4) lassen sich die nachstehenden Entwurfsgleichungen (5) bis (8) des Reglers ableiten, um die Ausgangsspannung und die drei Scheitelströme 1,1, und I der Ausgangsstrom-Polygonwela D c

lenform zu definieren.

(T₀₁ + T)

ν β '— ν (5)

^vout (1 - K)T ^vin ^{l ;}

K₀ V

H ^{+ 2K} - ^{(1 + K)} vf^{5 + M}

- K) ^^ - m] (7) ^vin J

¹C - r^i ^{+ 1}In [t^-K - (1 ₊ K) !2ώ ₊ Ml (8)

wobei K=^ (9)

V, T
¹In = "Η" ^<10)

M =

(1 - K) (11)

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Aus diesen Gleichungen kann man die mit dem Regler er zielbare maximale Ausgangsspannung herleiten, welche durch die nachstehende Gleichung (12) definiert wird.

!y
= ^
max 1 - K

Dieser Zustand der maximalen Ausgangsspannung tritt ein, wenn der zweite Transistorschalter 24 dauernd leitend ist. Durch Untersuchen der obigen Gleichungen (5) bis (8) erkennt man, daß der Wert für I. den maximalen

Spitzenstrom darstellt, wenn die Ausgangsspannung kleiner ist als die Eingangsspannung, und I den Spitzen-

cL

strom darstellt, wenn die Ausgangsspannung größer ist als die Eingangsspannung.

Ein Buck-Boost-Schaltregler, wie er in Fig. 7 dargestellt ist, verwendet eine Rückkopplungsschleife zum Regeln der Ausgangsspannung und zum Einstellen des geregelten Ausgangsspannungsbereichs. Der erste Schalttransistor 121 wird mit veränderlichem Tastverhältnis betrieben, der zweite Schalttransistor 124 wird mit einem konstanten Tastverhältnis betrieben. An den an den Emitter des ersten Schalttransistors 121 gekoppelten Anschluß 122 wird eine negative Eingangs-Gleichspannung gelegt. Am Ausgangsanschluß 133 wird eine negative Aus-

gangs-Gleichspannung abgetastet und über eine Leitung 134 an einen Fehlerverstärker 135 zurückgeführt, in welchem die Ausgangsspannungsamplitude mit einer Steuerspannung V verglichen wird. Das Ausgangssignal des Vergleichers bildet eine erste Bezugsspannung, die dem invertierenden Eingang eines Vergleicher-Treiberverstärkers 136 zugeführt ist, welcher den ersten Schalttransistor 121 treibt. Ein den zweiten Schalttransistor 124 treibender Vergleicher-Treiberverstärker 137 ist mit seinem nicht-invertierenden Eingang an eine feste zweite Bezugsspannung angeschlossen, um das Tastverhältnis des Transistors 124 zu steuern. Die Steuerspannung V bestimmt die Spannungsregelung der Ausgangsspannung.

Die beiden Vergleicher-Treiberverstärker 136 und 137 sind jeweils mit ihrem invertierenden bzw. nicht-invertierenden Eingang an einen Rampengenerator 140 angeschlossen. Der Rampengenerator 140 wird von einem Taktgeber 147 betrieben, der einen Transistor 142 in dem Generator 140 periodisch öffnet, um einen Kondensator 163 aufzuladen, welcher seinerseits in eine Stromsenke 144 entladen wird. Die an den Vergleicher 137 gelegte Rampen-Wellenform bewirkt, daß das Ausgangssignal des Vergleichers immer dann niedrigen Pegel annimmt, wenn die Amplitude des Rampensignals die Amplitude der an

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nicht-invertierenden Eingang gelegten festen zweiten Bezugsspannung übersteigt. Man sieht also, daß der Transistorschalter 124 mit festem Tastverhältnis arbeitet. Das an den Vergleicher 136 angelegte Rampensignal bewirkt, daß das Ausgangssignal des Vergleichers hohen Pegel annimmt, wenn die Amplitude des Rampensignals die am invertierenden Eingang des Vergleichers anliegende variable erste Bezugsspannung übersteigt. Da die erste Bezugsspannung das Fehlersignal ist, wird das Tastverhältnis des ersten Transistorschalters moduliert, um Änderungen der Ausgangsspannung entgegenzuwirken. Wie oben diskutiert wurde, ermöglicht das gleichzeitige Leiten der Transistorschalter 124 und des Transistorschalters 121 die Energiespeicherung in der Spule 123 selbst dann, wenn die Ausgangsspannung die Eingangsspannung übersteigt. Diese Betriebsweise kann den Wellenformen gemäß Fig. 4 oder Fig. 5 entsprechen. Bei dieser Betriebsweise kann der Schaltregler entweder als aufwärts wandelnder oder abwärts wandelnder Schaltregler arbeiten.

Bei dem in Fig. 8 dargestellten Schaltregler ist eine andere Rückkopplungsanordnung vorgesehen. Bei dieser Version werden der erste und zweite Schalttransistor gleichzeitig bei identischem veränderlichem Tastverhältnis betrieben. Die Wellenformen dieser Betriebsweise,

die eine unbegrenzte kontinuierliche Aufwärts/Abwärts-Ausgangsspannungswandlung gestattet, stimmt mit der in Fig. 3 gezeigten Wellenform überein. Die Ausgangsspannung wird am Ausgangsanschluß 233 abgetastet und über eine Leitung 234 an einen Fehlerverstärker 235 zurückgekoppelt, wo sie mit einer Steuerspannung V verglichen wird. Das Ausgangssignal des Fehlerverstärkers gelangt an einen Vergleicher-Treiberverstärker 236, welcher derart verschaltet ist_t daß er Treiberimpulse sowohl an den ersten als auch an den zweiten Schalttransistor 221 und 224 gibt. Der Ausgang des Vergleicher-Treiberverstärkers 236 ist direkt an den ersten Schalttransistor 221, der ein NPN-Transistor ist, angeschlossen. Das Ausgangssignal wird von einem Pegelverschiebungs-Negator 237 invertiert, bevor es an den als NPN-Transistor ausgebildeten zweiten Schalttransistor 234 gelangt. Wie bei dem vorhergehenden Ausführungsbeispiel wird der Vergleicher-Treiberverstärker 2 36 von einem Rampenspannungsgenerator 240 getrieben, dessen Ausgang an den nicht-invertierenden Eingang des Vergleicher-Treiberverstärkers 236 angeschlossen ist.

Eine etwas kompliziertere Betriebsweise kennzeichnet den erfindungsgemäßen Buck-Boost-Schaltregler, der in Fig. 9 dargestellt ist. Bei dieser speziellen Schal-

tungsanordnung wird der zweite Schalttransistor 324 nicht eher leitend gemacht, als bis die am Ausgangsanschluß 333 abgetastete Ausgangsspannung einen Pegel erreicht hat, der der Eingangs-Gleichspannung am Eingangsanschluß 322 im wesentlichen gleicht oder diese Spannung überschreitet. Auch hier wieder arbeitet der Regler als ein nicht-begrenzter kontinuierlicher Aufwärts/Abwarts-Regler. Solange die gewünschte Ausgangsspannung in ihrer absoluten Amplitude kleiner ist als die absolute Amplitude der Eingangsspannung V. , bleibt der zweite Schalttransistor 324 nicht-leitend, und die Steuerung erfolgt lediglich über die Pulsbreitenmodulation des ersten Schalttransistors 321.

Wie man aus Fig. 9 ersehen kann, wird die Ausgangsspannung abgetastet und über eine Leitung 334 an den Fehlerverstärker 335 geführt, wo sie mit einer Steuerspannung V verglichen wird. Das Ausgangssignal des Fehlerverstärkers 335 gelangt an den invertierenden Eingang eines ersten Vergleicher-Treiberverstärkers 336, welcher den ersten Schalttransistor 321 treibt. Der Transistor 321 wird leitend, wenn ein von dem Rampengenerator 340 geliefertes Rampensignal das an den invertierenden Eingang des Vergleichers 336 gelegte Ausgangssignal des Fehlerverstärkers 335 übersteigt. Das Aus-

gangssignal des Fehlerverstärkers 335 gelangt außerdem an eine Summierschaltung 339. Diese Summierschaltung empfängt zudem eine Verlagerungsspannung, und der summierte Ausgangswert wird an den nicht-invertierenden Eingang des zweiten Vergleicher-Treiberverstärkers gelegt, der zum Steuern des zweiten Schalttransistors 334 verwendet wird.

Der Rampengenerator ist an den invertierenden Eingang des zweiten Vergleicher-Treiberverstärkers 337 angeschlossen. Die an den nicht-invertierenden Eingang des Vergleicher-Treiberverstärkers 337 angelegte Verlagerungsspannung ist so gewählt, daß die Rampenspannung den Transistor 324 nur dann leitend macht, wenn die der Summierschaltung zugeführte Fehlerspannung einen Wert annimmt, der bedeutet, daß die absolute Amplitude der geregelten Ausgangs-Gleichspannung im wesentlichen gleich oder größer ist als die absolute Amplitude der Eingangs-Gleichspannung.

Der in dieser Weise betriebene Schaltregler gemäß Fig. 9 liefert einen kontinuierlichen Aufwärts/Abwärts-Bereich von Ausgangsspannungen. Solange jedoch die geregelte Ausgangsspannung kleiner ist als die Eingangsspannung, arbeitet nur der Transistorschalter 321.

Wenn die geregelte Ausgangsspannung die Eingangsspannung übersteigt, kommt der Transistorschalter 324 in Betrieb, und bei hohen Ausgangsspannungen wird der Transistor 321 kontinuierlich leitend gemacht, während der Transistor 324 pulsbreitenmoduliert wird, um die notwendige Energie zum Bereitstellen der geregelten Ausgangsspannung zu speichern.

Leerseite

Claims

BLUMBACH · WESE^'- BARGEN·---KRAM ER

ZWlRNER - HOFFMANN

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN

Palentconsult Eacieckestraße 43 8000 München 60 Telefon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Telegramme Patenlconsult Patentconsult Sonnenberger SUaBe 43 6200 Wiesbaden Telefon (06121)562943/561998 Telex 04-186237 Telegramme Patenlconsult

Western Electric Company, Incorporated

.New York, N.Y., USA Toumani 4

Patentansprüche

f 1./Schaltende Leistungsreglerschaltung, mit einem von einer Gleichspannungsquelle gespeisten Eingangskreis (22, 122, 222, 322), einem Ausgangskreis (33), der an eine von der Gleichspannungsquelle zu speisende Last (30) geschaltet ist, und einem zwei Anschlüsse (26, 27) aufweisenden induktiven Energiespeicher (23, 123, 223, 323),
gekennzeichnet durch einen ersten kommutierenden Schalter (32, 21, 121, 221, 321), der einen Anschluß des Speichers (23, 123, 223, 323) sukzessive mit dem Eingangskreis (22, 122, 222, 322) und einem Signalbezugspunkt verbindet, einen zweiten kommutierenden Schalter (29, 24, 124, 224, 324), der den entgegengesetzten Anschluß des Energiespeichers sukzessive an die Last und einen zweiten Signalbezugspunkt anschließt, und eine Einrichtung zum

München: R. Kramer Dipl.-Ing. · W. Weser Dipl.-Phys. Dr. rer. nal. · E. Holfmann Oipl.-Ing. Wiesbaden: P. G. Blumbach Dlpl.-Ing. · P. Bergen Pro(. Dr. jur. Dipl.-Ing., Pot.-Ass., Pot.-Anw. bis 1979 · G. Zwirnor Dipl.-Ing. Dipl.-W.-Ing.

synchronen Betreiben des ersten und zweiten kommutierenden Schalters mit überlappenden Anschließintervallen für den Eingangskreis bzw. den zweiten Bezugspunkt.
2. Schaltung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet , daß die Einrichtung zum synchronen Betreiben der Schalter folgende Merkmale aufweist: ■ eine Einrichtung (135) zum Vergleichen einer am Ausgangskreis (133) anstehenden Ausgangsspannung mit einer Steuerspannung (V ) und zum Erzeugen eines Fehlersignals, eine Einrichtung (140, 136) , die ansprechend auf das Fehlersignal den ersten Schalter impulsbreitenmoduliert, und eine Einrichtung zum Betreiben des zweiten Schalters (124) mit einem konstanten Tastverhältnis.
3. Schaltung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet , daß die Einrichtung zum synchronen Betreiben der Schalter folgende Merkmale aufweist:

eine Einrichtung (235) zum Vergleichen einer am Ausgangskreis (233) anstehenden Ausgangsspannung mit einer Steuerspannung (V ) und zum Erzeugen eines

Fehlersignals, und eine Einrichtung zum gleichzeitigen Pulsbreitenmodulieren des ersten und zweiten Schalters (221, 224) in Abhängigkeit des Fehlersignals.
4. Schaltung nach Anspruch 1„

dadurch gekennzeichnet , daß
die Einrichtung zum synchronen Betreiben der Schalter folgende Merkmale aufweist:

eine Einrichtung (335) zum Vergleichen einer am Ausgangskreis (333) anstehenden Ausgangsspannung mit
einer Steuerspannung (V ) und zum Erzeugen eines Fehlersignals, eine Einrichtung zum Pulsbreitenmodulieren des ersten Schalters (321) in direkter Abhängigkeit des Fehlersignals, eine Einrichtung zum Summieren des Fehlersignals mit einer Verlagerungsspannung, und eine Einrichtung zum Pulsbreitenmodulieren des
zweiten Schalters (324) in Abhängigkeit eines Ausgangssignals der Summiereinrichtung (339).