JPS5879470A - スイツチ式電力調整回路 - Google Patents

スイツチ式電力調整回路

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JPS5879470A
JPS5879470A JP57184800A JP18480082A JPS5879470A JP S5879470 A JPS5879470 A JP S5879470A JP 57184800 A JP57184800 A JP 57184800A JP 18480082 A JP18480082 A JP 18480082A JP S5879470 A JPS5879470 A JP S5879470A
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transistor
switch
error signal
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JP57184800A
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ル−ベン・ト−マニ
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Western Electric Co Inc
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はスイッチングレギュレータに関し、特に連続的
に延長された出力電圧範囲を与え、ＤＣ入力電圧極性に
対してＤＣ出力電圧極性に反転を与えることなく零ボル
トから希望する任意の出力電圧値にまで範囲を延長する
機能を具備したスイッチングレギュレータに関する。
多くの応用において、ひとつはＤＣ電圧源が固定きれ、
安定化した出力電圧範囲が入力電圧値に満たない値から
入力電圧値を越えた値にまで拡大していることが要求さ
れている。
Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータは出力電圧の範囲を拡大する
ために活用することができる。この範囲を拡大する機能
はコンバータにおいて変成器を使用して実行され、巻線
比を適切な値に設計すれば任意の希望する出力電圧範囲
を選択することができるが、変成器はコストがかさみ、
コンバータ回路に対して大きさが極めて大きい。
これら特定の大きさとコストとに対する制限は、エネル
ギ蓄積デバイスとしての２端子インダクタを使用してス
イッチングレギュレータを構成すれば解決することがで
きる。スイッチングレギュレータには多くの利点がある
。すなわち、設計が容易であり、個別のエネルギ蓄積イ
ンダクタと個別のフィルタキャパシタとを除いて集積形
に構成でき、大きさが小さく、電力効率が非常によいと
云う利点がある。しかしながら、ＤＣ入力電圧極性に対
してＤＣ出力電圧極性を反転することなく、入力′電圧
値を通って連続的に電圧出力範囲をあげさげできないと
云う制限がある。従って、電圧レギュレータ設計におい
ては入力電圧の極性を反転することなくＤＣ入力電圧範
囲を制御して拡大する必要性があり、これは変成器を使
用したＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータを活用するよう強いて
いるにほかならない。
本発明の原理によるバックブーストスイッチング式レギ
ュレータは、ＤＣ供給電圧に対して出力電圧極性を反転
する必要なく、零ボルトからＤＣ入力電圧を越える値ま
で連続的に電圧を変換してあげさげする機能を有する。
独立に内部エネルギの蓄積を制御し、負荷へのエネルギ
を独立に供給するためのインダクタンス性エネルギ蓄積
素子の反対側端子に接続された独立した２個のスイッチ
ングデバイスを使用してこの範囲は拡大されている。２
個のスイッチングデバイスは同期して運転されているが
、安定化された出力電圧を希望する範囲にまで拡大する
ため、独立にエネルギの蓄積と開放とを制御するための
異なったデユーティサイクルをもって駆動されている。
２個の同期してスイッチされたスイッチングデバイスの
それぞれのデユーティサイクルを変えることによシ、出
力電流と出力電圧とに多くの制御効果を得ることができ
る。出力フィルタキャパシタとエネルギ蓄積インダクタ
とを除いて、このレギュレータのすべての回路素子は集
積形に構成でき、これによってＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバー
タに比較してスイッチングレギュレータの大きさやコス
トなどが減ぜられている。
２端子エネルギ蓄積インダクタを使用した従来方式のス
イッチングレギュレータの３種類の構成を第１図に示す
。第１図（４）に示した降圧変換形スイッチングレギュ
レータは、負のＤＣ入力電圧から安定化された負のＤＣ
出力電圧を得るものである。
ここでは負の入力電圧を参考として実例を示しであるが
、同じ原理を正の入力電圧に対しても適用できる。スイ
ッチングデバイスとダイオードとの必要な極性方向は当
業者においては明らかであり、特殊な説明は必要ないと
信じられる。
例示した特定の実施例において、負のＤＣ出力電圧の値
は零ボルトから負のＤＣ入力電圧範囲でスイッチングト
ランジスタ１１をパルス幅変調することにより容易に制
御されるが、出力電圧値はこの範囲を越えることはでき
ない。この第１図に示す降圧変換形スイッチングレギュ
レータには、電流波形１５によって示された出力負荷電
流Ｉ　ｉ　：５”連続であることに動作上の利点がある
。エネルギがエネルギ蓄積インダクタ１４に蓄積されて
いる間でさえも、電流工、は負荷１６に流れる。第１図
（Ｂ）と（Ｃ）とに示し、且つ、下に説明するスイッチ
ングレギュレータでは不連続負荷電流を有するのとは対
照的に、このレギュレータでは連続的な負荷電流を有す
るものである。
第１図（Ｂ）に示した昇圧変換形スイッチングレギュレ
ータは負のＤＣ入力電圧から理論的にマイナス無限大に
至る範囲の出力電圧を発生させる。この範囲のＤＣ出力
電圧は、この電圧範囲でスイッチングトランジスタ１２
をパルス幅変調することにより容易に制御され、第１図
（Ｂ）に関連し゛て電流波形１７により示されている様
に、インダクタ内にエネノしギカ；蓄潰されている間に
は出力負荷電流１ｉが流れないだめ、出力負荷電流Ｉ　
は非連続である。
両実例において、第１図（４）と（Ｂ）とにおけるスイ
ッチングレギュレータの制御されて安定化されたＤＣ出
力電圧は印加ＤＣ入力電圧と同じ極性を有するものであ
るが、それぞれの場合、ＤＣ出力電圧の範囲は印加され
たＤＣ入力電圧の値よりも小さいか、あるいは太きいか
のいずれかに制限されている。従って、いずれの実例に
おいても出力電圧範囲は印カロされたＤＣ入力電圧が特
定の値をとることにより決定される電圧値障壁を越える
ことはできない。
第１図（Ｃ）に示したスイッチングレギュレータでは、
スイッチングトランジスター３を／＜ルス幅変調するこ
とによシ零ボルトから理論的にはプラス無限大に至る範
囲にまでの正の値の安定化されたＤＣ出力電圧を与え一
、Ｌ、Ｌかしながら、ＤＣ出力電圧の極性は印カロされ
たＤＣ入力電圧の負の極性に対して反転されたものであ
る。添付図の波形に示したように、第１図（Ｃ）に示し
たバックブースト形スイッチングレギュレータでは、電
流波形１Ｂにより示されているような非連続出力電流Ｉ
、５を与えるものである。エネルギがエネルギ蓄積ノン
ダクタに蓄積されている間には出力電流Ｖ：流れない。
第２図は本発明の原理による改良式バックブースト形ス
イッチングレギュレータの実施例である。この実施例に
おいて、第１のスイッチングトランジスタ２１は負のＤ
Ｃ電圧入力端子２２をエネルギ蓄積インダクタ２３の第
１の端子２６に結合するものである。第２のスイッチン
グトランジスタ２４はエネルギ蓄積インダクタの第２の
端子２７を接地端子２５に結合するものである。エネル
ギ蓄積インダクタ２３のこの第２の端子２γも、ダイオ
ード２９を介して、出力負荷３０ならびにフィルタキャ
パシタ３１に対して結合されている。エネルギ蓄積イン
ダクタ２３の第１の端子２６は、ダイオード３２を介し
て、接地端子３３に結合されている。２個のスイッチン
グトランジスタ２１．２４の駆動信号は、とれらのスイ
ッチングトランジスタを同期してバイアスし、独立では
あるが同期して導電性にするだめの、駆動パルスを表わ
した添付波形４．１．４４により示しであるものである
。
トランジスタ駆動波形４１．４４から明らかなように、
第１のスイッチングトランジスタ２１け同期Ｔとパルス
幅ｔ４とを有するパルスにより駆動されている。第２の
トランジスタ２４に対する駆動パルス波形４４は第１の
駆動パルスの立上シ時間と立下シ時間とに対して同一で
ある必要はないが、両駆動パルスの波形は相互に同期し
てスイッチさせなければならないと共に、少なくとも成
る共通期間だけは同期して高レベル状態に保たなければ
ならない。エネルギをエネルギ蓄積インダクタ２３に蓄
積することができるように、出力電圧が入力電圧を越え
る場合には駆動パルスを同時に発生させなければならな
い。第２のトランジスタ２４に対する駆動パルス波形４
４も、波形４１のように同様な周期Ｔを有するが、図示
しであるように駆動パルス４４のパルス幅ｔ２はパルス
波形４１のパルス幅ｔ４よシ短かい。図示されている波
形において、パルス幅ｔ２、ｔ４はそれぞれトランジス
タ２４．２１の導通期間を表わすものである。図示した
ように、ぷ動パルス波形４４の前縁は駆動パルス波形４
１の前縁に続いた期間に生ずるものである。従って、第
１のトランジスタ２′１の導通はトランジスタ２４の導
通に先がけて開始する。同様に、パルス波形４４の駆動
パルスの後縁は駆動パルス４１の後縁よシ前に生じ、ト
ランジスタ２４の導通を最初に終端させる。２つの駆動
パルスにおいて種々のタイミング関係は、出力電圧が特
殊な制御安定化効果をもたらすように使用できるが、２
つのトランジスタスイッチ２１．２４は相互に同期して
動作するものでなければならない。
第１および第２のスイッチングトランジスタ２Ｌ２４が
同期して、導通バイアスする場合には、エネルギ蓄積イ
ンダクタ２３の電流が立上シ、エネルギが内部に蓄積さ
れるにつれて、ダイオード２９．３２が逆バイアスされ
る。トランジスタスイッチ２１．２４の両方が同期して
非導通状態にバイアスされる場合には、インダクタ２３
に蓄積されたエネルギにより、順バイアスされているダ
イオード２９を介して負荷インピーダンス３０に流れる
電流が保持されている。トランジスタ２１．２４、なら
びに関連ダイオード３２．２９はコミュテーテイングス
イッチとして動作するものと考えることができる。キャ
パシタ３１は出力電流のＡＣ部分をν波して除去し、負
荷抵抗３０両端に定常ＤＣ電圧を保持スル。トランジス
タスイッチ２１と同期して導通している第２のトランジ
スタスイッチ２４をバイアスすることによシ、負荷３０
両端の出力電圧の絶対値が端子２２におけるＤＣ入力供
給電圧の絶対値を越える場合であっても、ＤＣ入力電圧
に対してＤＣ出力電圧の極性を反転きせることなく、入
力源からエネルギ蓄積インダクタ２３に対してエネルギ
を転送することができる。従って、入力電圧と極性が同
一で、安定化されている出力電圧の範囲を拡大すること
は可能である。第２図の安定化回路には汎用性があるた
め、２つのスイッチングトランジスタが相互に同期して
動作している限り、これらのスイッチングトランジスタ
に対して異なったデユーティサイクルのパルスを使用す
ることにより種々の好ましい効果を得ることができる。
第２図のスイッチングレギュレータでは負荷の第１の端
子を接地しであるがレギュレータは接地点を基準として
いない浮いた出力電圧を与えることができ、この場合ダ
イオード３２に接続された接地電圧は消去されて異なっ
た基準電圧に置換され、負荷３０はキャパシタ３１の両
端に並列て接続されることになる。
第２図に示したスイッチングレギュレータ回路の動作は
、第３図〜第６図における波形を特に参照した種々のモ
ードの動作を説明することにより容易に理解でき、スイ
ッチングレギュレータの基本的な動作原理を説明するた
め、第３図〜第６図には種々の動作モードを選択して定
義しである。第３図〜第６図の波形により表わされた種
々の動作は可能なすべての動作モードを示すものではな
く、また本発明の概念を制限しようとするものでもない
。
第３図の波形は条件を表わすもので、トランジスタスイ
ッチ２１．２４は両方共、等しいデユーティサイクルを
有するパルス５１．５４により同時に導通するよう駆動
されている。この特定な動作モードでは、出力負荷電流
波形５３は単一尖頭値を有する台形状の波形を有し、点
５５で電流が最初の尖頭値を有し、点５６で小さな値へ
と減衰してゆく。本実例においては、インダクタにおけ
る磁束は零に減衰しないと仮定され、もし零にまで“減
衰しないならば、当業者において既知であるように負荷
電流波形は三角形であろう。第１および第２のトランジ
スタスイッチ２１．２４０両方が非導通状態にバイアス
されている場合には、（ｔ４−ｔ３）の期間にのみ出力
負荷電流が流れる。両トランジスタスイッチ２１．２４
の導通期間（ｔ３−ｔｏ）にはエネルギ蓄積インダクタ
２３の内部へエネルギが蓄積され、このエネルギは続い
て負荷電流パルス５３として負荷３０へ供給されている
。
この動作モードにおいては、出力電圧が入力電圧値を越
える場合であっても、エネルギはエネルギ蓄積インダク
タ２３の内部へ蓄積さ−れる。
第２の動作モードにおいては、第４図の波形図に示すよ
うに、第１および第２のトランジスタスイッチ２１．２
４は相互に異なったデユーティサイクルを有する駆動パ
ルスｄ１．６４により同期して駆動されている。駆動波
形６１によって示されているように、トランジスタスイ
ッチ２１ははソ５０％のデユーティサイクルで導通状態
に駆動されている。
５０％以外のデユーティサイクルではあっても、事実上
同様の効果を与えるものであろう。
トランジスタスイッチ２４はこれよシも小さなデユーテ
ィサイクルのパルス６４で導通状態に駆動されている。
出力電流波形６２は３つの異なった頂点６５〜６１を有
し、これらの点は２つのパルス駆動波形６Ｌ６４の前縁
と後縁とにそれぞれ対応する。
波形６２に示すこの特定の負荷電流応答波形は、負の出
力電圧の値が負のＤＣ入力電圧の値と零ボルトとの間に
ある場合に生ずるものである。（ｔ２−ｔｏ）の期間に
は両駆動パルスが同時に存在し、両スイッチングトラン
ジスタ２１．２４が導通しているが、この期間は電流波
形６２の零電流レベル６８から明らかなように、出力負
荷電流が存在しない期間であり、エネルギがエネルギ゛
蓄積インダクタ２３の内部へ蓄積される期間である。時
間ｔ２になって第２のトランジスタスイッチ２４が非導
通状態にバイアスされるや否や、出力負荷電流は第１の
頂点６５にジャンプし、傾斜状波６３の増加と共に頂点
６６に至るまで増加し、時間ｔ３になると第１のトラン
ジスタ２１が非導通状態にバイアスされる。そこで、イ
ンダクタに蓄積されたエネルギは減衰してゆき、負の傾
斜６９に従って頂点６７にまで至り、時間ｔ４になると
両トランジスタスイッチ２１．２４は再び導通状態にバ
イアスされ、出力負荷電流は零レベル６８にまでζがる
。
負のＤＣ出力電圧がさらに負であって、負のＤＣ入力電
圧より絶対値がさらに大きい状態である場合に対して同
一の駆動／ぐルスを与えたものを示したものが第５図で
ある。出力負荷電流波形７２は第４図の波形とは異なっ
た多角形であると仮定しである。駆動パルス７４の後縁
で第２のトランジスタ２４が非導通状態にまでバイアス
された時点では、その初期値が時間ｔ２において尖頭値
の頂点７３にまで増加する。第１の傾斜速度値で電流波
形７２は頂点７３から第２の頂点７５まで減衰してゆき
、時間ｔ３になると駆動パルス７１の後縁で第１のトラ
ンジスタ２１が非導通状態にバイアスされる。インダク
タ２３に蓄積されたエネルギによる出力電流は頂点７５
から頂点７６にまで減衰してゆき、時間ｔ４になると両
トランジスタ２１．２４は導通状態にバイアスされ、第
５図に示すように、出力負荷電流波形７２は零レベル７
８にまで下降する。
第１のトランジスタ２１と同期させながら第２のトラン
ジスタ２４のバイアスが第一１のトランジスタ２１とは
独立した前縁と後縁とを有するパルスで駆動されている
場合におけるレギュレータの出力電流波形を、示したも
のが第６図である。この実例においては、第１のトラン
ジスタ２１が（ｔ＋　−’ｔｏ　）の期間だけ導通状態
にされた後でトランジスタスイッチ２４は導通状態にバ
イアスされている。第２のトランジスタ２４に対する駆
動パルス８４は、事実上、第１のトランジスタ２１の駆
動パルス８１の前縁の後の（ｔ＋　−ｔｏ　）の期間に
前線を有するものである。出力電流波形は、出力電圧が
ＤＣ供給電圧値と零ボルトとの間に存在する場合のよう
な多角形波形であると仮定している。
入力電圧より値の大きい出力電圧に対して、これに相当
する電流波形は当業者において明らかであり、ここには
詳細に説明する必要はない。
第２図に示したような本発明の原理を採用したバックブ
ースト式スイッチングレギュレータの動作を次に説明し
ているが、この解析関係を利用すれば当業者において容
易に種々の負荷電流波形を導出することができる。例え
ば、第４図に適用したような本解析は、本質的には、次
の３つの臨界頂点位置における瞬時的な負荷電流を計算
するものである。すなわち、第１は両スイッチが最初に
導通した時、第２は第１のスイッチが導通を終端した時
、第３は第２のスイッチが導通を終端した時である。他
の図に対しても解析は当業者において容易に行うことが
できよう。従って、各位置に対するレギュレータ回路の
瞬時的な電流と電圧降下との解を求めることは次の第（
１）〜第（３）の方程式により表現された次の解析関係
を与えるものである。これらの方程式で、Ｖｉｎ　　は
入力ＤＣ電圧の値、Ｖｏｕｔは安定化されたＤＣ出力電
圧の値、Ｌはエネルギ蓄積インダクタのインダクタンス
、Ｉａｚ　１ｂｚ　Ｉｅは例えば第４図における波形６
２の点６５．６６．６７に相当する台形状の負荷電流波
形の瞬時的な頂点電流である。Ｔａ＝（ｔ２−ｔｏ　）
は両トランジスタスイッチが導通している期間であり、
Ｔβ−（ｔｓ−ｔｚ）は第１のトランジスタスイッチ２
１のみが導通している期間であシ、Ｔｙ＝（ｔ４−ｔ３
）　　はトランジスタスイッチ２１または２４が導通し
ていない期間である。波形の周期はＴに設定されている
。
Ｔａ、Ｔβ、Ｔ、の和が周期Ｔであることは明らかであ
る。次の方程式において、ダイオード２９．３２の両端
に何ら電圧降下が生ぜず、インダクタ２３に流れる電流
が零アンペアにまで下降することはないと仮定しである
。
第４図に示すような負荷電流波形６２の（電流）×（時
間）の領域を計算することに−より、平均出力ＤＣ電流
は単純に計算でき、それによって平均出力電流は第（４
）式のように定義される。
第（１）弐〜第（４）式を使い、レギュレータの設計方
程式を次の第（５）弐〜第（８）式のように導びき、出
力電圧と３つの頂点電流、すなわち出力電流の多角形波
形の１８、Ｉｂ１１ｃを定義することができる。
ここで Ｔａ Ｋ　＝　−（９） である。
これらの方程式から、次の第０カ式において定義されて
いるように、レギュレータに対シて得られる最大出力電
圧を導出することかできる。
■　−八 この最大出力電圧の条件は第２のトランジスタスイッチ
２４が連続的に導通状態に保たれている時に生ずる。上
記第（５）弐〜第（８）式の確認によって、Ｉｂ　の値
は出力電圧が入力電圧より小さい時の最大尖頭電流を表
わし、■８の値は出力電圧が入力電圧よシ大きい時の尖
頭電流を表わすことは明らかになる。
第７図に示すようにしてバックブースト形スイッチング
レギュレータは出力電圧を安定化し、安定化出力電圧範
囲を樹立するための帰還路を活用して構成したものであ
る。第１のスイッチングトランジスタ１２１は可変デユ
ーティサイクルで動作し、第２のスイッチングトランジ
スタ１２４は固定デユーティサイクルで動作する。負の
ＤＣ電圧入力は第１のスイッチングトランジスタ１２１
のエミッタに結合された端子１２２に印加されている。
負のＤＣ出力電圧は出力端子１３３においてセンスされ
、リード１３４を通して、出力電圧値を制御電圧ｖｅと
比較するための誤差増幅器１３５へ帰還される。゛比較
器の出力は、第１のスイッチングトランジスタ１２１を
駆動するための比較器駆動増幅器１３６の反転入力端子
に印加されている第１の基準電圧を樹立するためのもの
である。第２のスイッチングトランジスタ１２４を駆動
するために結合されている比較器駆動増幅器１３７は、
第２のトランジスタ１２４のデユーティサイクルを制御
するための固定された第２の基準電圧源に結合された非
反転入力端子を有する。
制餌１電圧Ｖｃは出力電圧の電圧安定化を決定するもの
である。
両方の比較器駆動増幅器１３６．１３７はそれぞれ反転
入力端子と非反転入力端子とを具備し、これらの端子の
入力は傾斜状波形信号発生器１４０によシ供給されてい
る。傾斜状波形信号発生器１４０は、発生器１４０の内
部のトランジスタ１４２を周期的にイネーブルしてキャ
パシタ１４３を充電し、次にカレントシンク１４４に対
して放電させるためのクロック１４１により駆動されて
いる。比較器１３γに印加されている傾斜状信号電圧値
は、非反転入力端子に印加され、固定された第２の基準
電圧値を越える時にはいつでも、比較器出力を低レベル
にさせる。従って、トランジスタスイッチ１２４が固定
されたデユーティサイクルで動作することは明らかであ
る。比較器１３６に印加された傾斜状波は、傾斜状波の
値が反転入力端子に印加された可変できる第１の基準電
圧値を越える場合には、比較器出力を高レベルにさせる
。第１の基準信号電圧は誤差信号であるため、第１のト
ランジスタスイッチのデユーティサイクルは出力電圧の
変化を補正するように変調されている。上記の様に、出
力電圧が入力電圧を越える場合ではあっても、トランジ
スタスイッ≠１２４とトランジスタスイッチ１２３とが
同時に導通状態になれば、インダクタ１２３におけるエ
ネルギ蓄積が可能である。この動作モードの波形は第４
図、あるいは第５図のどちらかの波形と一致する。この
動作モードにおいては、スイッチングレギュレータ回路
は昇圧、あるいは降圧式の変換形スイッチングレギュレ
ータとして動作させることができる。
いまひとつの帰還方式は、第８図に示したバックブース
ト式スイッチングレギュレータに含まれている。この形
のものでは、第１および第２のスイッチングトランジス
タは共に同一の可変デユーティサイクルで同時に動作し
ている。制限なく連続した昇圧、あるいは降圧の出力電
圧変換をこの動作モードの波形によって達成でき、これ
らの波形は第３図に示した波形と一致する。出力電圧は
出力端子２３３においてセンスされ、リード２３４を通
して出力電圧値を制御電圧■。と比較するための誤差増
幅器２３５へ帰還される。誤差増幅器２３５の出力は駆
動比較増幅器２３６に印加され、増幅器２３６は駆動パ
ルスを供給するために、第１および第２のスイッチング
トランジスタ２２１．２２４の両方に接続されている。
増幅器の出力は直接、ＮＰＮ形の第１のスイッチングト
ランジスタ２２１に印加され、ＰＮＰ形の第２のスイッ
チングトランジスタ２３４に加える前に反転器のレベル
シフタにより反転される。前に説明したように、比較器
の駆動増幅器２３６は傾斜状電圧発生器２４０により駆
動され、発生器２４０の出力は比較器駆動増幅器２３６
の非反転入力端子に接続されている。
本発明の原理によって設計したバックブースト形スイッ
チングレギュレータの、いささかこみ入った動作モード
を第９図に示す。この特定の構成においては、出力端子
３３３においてセンスされた出力電圧が事実上、入力端
子３２２におけるＤＣ入力電圧に等しいか、あるいはこ
れを越えるレベルに到達するまでは、第２のスイッチン
グトランジスタ３２４は導通状態にバイアスされない。
この特定の構成において、レギュレータは制限なく連続
した昇圧、または降圧動作をするレギュレー夕として動
作できる。希望する出力電圧の絶対値が入力電圧Ｖ１ｎ
　　の絶対値より小ざい値である限り、第２のスイッチ
ングトランジスタ３２４は非導通状態に保たれていて、
制御は第１のスイッチングトランジスタ３２１のみをパ
ルス幅変調することにより行われている。
第９図から判明するように、出力電圧はリード３３４を
通してセンスされ、制御電圧Ｖ、　　と比較を行うため
の誤差増幅器３３５に印加されている。誤差増幅器３３
５の出力は第１のスイッチングトランジスタ３２１を駆
動するために結合された第１の比較器駆動増幅器３３６
の反転入力端子に加えられ、傾斜状波信号発生器３４０
により供給されている傾斜状波形が、比較器３３６の反
転入力端子に印加された誤差増幅器３３５の出力を越え
た時には第１のスイッチングトランジスタ３２１は導通
状態に駆動される。誤差増幅器３３５の出力も加算回路
３３９に印加されている。オフセット電圧も加算回路３
３９に印加され、その加算出力値も第２のスイッチング
トランジスタ３２４を制御するために使用されている第
２の比較器駆動増幅器３３７の非反転入力端子に印加さ
れている。
傾斜状波信号発生器３４０は第２の比較器駆動増幅器３
３７の反転入力端子に印加されている。比較器駆動増幅
器３３７の非反転入力端子に印加されたオフセット電圧
については、安定化されたＤＣ出力電圧の絶対値が事実
上、ＤＣ入力電圧の絶対値に等しいか、あるいはそれ以
上の値であることが加算回路に加えた誤差電圧から仮定
される場合には、傾斜状電圧がトランジスタ３２４を導
通状態に駆動する場合のみに有効であるように、オフセ
ット電圧が選択されている。
このモードで動作している第９図のスイッチングレギュ
レータは、連続して昇圧、または降圧の出力電圧範囲を
与えるものである。
しかしながら、安定化された出力電圧が入力電圧よりも
小さい限り、トランジスタスイッチ３２１のみが動作可
能である。安定化された出力電圧が入力電圧を越える場
合には、トランジスタスイッチ３２４は動作可能になり
、高出力電圧においては、安定化された出力電圧を供給
するために必要なエネルギを蓄積するためトランジスタ
３２４をパルス幅変調しておき、トランジスタ３２１を
連続的に導通状態にしておく。
本発明の原理による特定実施例をここに示しておいたが
、当業者においては本発明の概念を何ら変更することな
く幾多の変形を考え出すことができるものと理解される
。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来方式の種々のスイッチングレギュレータを
示す図である。 第２図は本発明の原理により設計されたバックブースト
形スイッチングレギュレータの系統を示す図である。 第３図〜第６図は第２図に示したバックブースト形スイ
ッチングレギュレータの種々の動作モードを記載した補
助としての信号波形を示す図である。 第７図〜第９図は第２図に示したバックブースト形スイ
ッチングレギュレータを制御するため種々の帰還系を含
んだスイッチングレギュレータの系統を示す図である。 〔主要部分の符号の説明〕 ２３　　　・・・・・・インダクタ ２１．２４・・・・・・トランジスタ ２９．３２・・・・・・ダイオード ３１　　　・・・・・・キャパシタ ３０　　　・・・・・・負荷 出願人　　　ウェスターン　エレクトリックカムパニー
　　インコーポレーテツド

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 Ｉ　　ＤＣ電圧源を受端するだめの入力手段と、前記Ｄ
    Ｃ電圧源によって附勢されるべき負荷を受端するだめの
    出力手段と、 ２端子式誘導性エネルギ蓄積媒体と、 から成るスイッチ式電力調整回路において、 前記蓄、債媒体におけるひとつの端子を前記入力手段と
    第１の信号基準点とに順次接続するための第１のコミュ
    テーテイングスイッチと、 前記蓄積媒体例おける反対側の端子を前記負荷と第２の
    信号基準点とに順次接続するための第２のコミュテーテ
    イングスイッチと、 それぞれ前記入力手段と前記第２の信号基準点とに対す
    る相互接続期間を重畳させながら前記第１および第２の
    コミュテーテイングスイッチを同期して駆動するだめの
    手段と、 を具備したことを特徴とするスイッチ式％式％ ２、特許請求の範囲第１項記載のスイッチ式電力調整回
    路において、前記同期して駆動するだめの手段が、 前記出力手段における出力電圧を制御電圧と比較して誤
    差信号を発生させるだめの手段と、 前記誤差信号に応答して前記第１のスイッチングデバイ
    スをパルス幅変調するための手段と、 固定されたデユーティサイクルで前記第２のスイッチン
    グデバイスを駆動するだめの手段と、 を具備してなることを特徴としたスイッチ式電力調整回
    路。 ３　特許請求の範囲第１項記載のスイッチ式電力調整回
    路において、前記同期して駆動するだめの手段が、 前記出力手段における出力電圧を制御電圧と比較して誤
    差信号を発生させるだめの手段と、前記誤差信号に応答
    して前記第１および第２のスイッチングデバイスをパル
    ス幅変調するだめの手段と、 を具備してなることを特徴としたスイッチ式電力調整回
    路。 ４　特許請求の範囲第１項記載のスイッチ式電力調整回
    路ておいて、前記同期して駆動するための手段が、 前記出力手段における出力電圧を制御電圧と比較して誤
    差信号を発生させるための手段と、前記誤差信号に直接
    応答して前記第１のスイッチングデバイスをパルス幅変
    調するための手段と、 前記誤差信号をオフセット電圧に加算するだめの手段と
    、 前記加算するだめの手段の出力に応答して前記第２のス
    イッチングデバイスをパルス幅変調するための手段と、 を具備してなることを特徴としたスイッチ式電力調整回
    路。
JP57184800A 1981-10-22 1982-10-22 スイツチ式電力調整回路 Pending JPS5879470A (ja)

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