WO2020152948A1 - 直流パルス電源装置 - Google Patents

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WO2020152948A1
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reactor
power supply
unit
pulse
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逸男 讓原
俊幸 安達
知宏 米山
洸一 宮嵜
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株式会社京三製作所
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Definitions

  • the present invention relates to a DC pulse power supply device that supplies a pulse output to a load.
  • the pulse output output from the DC pulse power supply is a high frequency (RF) output that repeats the on and off states of the DC voltage at several Hz to several hundred kHz.
  • RF high frequency
  • DC pulse power supply is used as a power supply that supplies pulse output to loads such as plasma generator, pulse laser excitation, and electric discharge machine.
  • loads such as plasma generator, pulse laser excitation, and electric discharge machine.
  • the DC power supply device is used as a plasma generation device, a pulse output is supplied between the electrodes in the plasma generation chamber to ignite the plasma due to the discharge between the electrodes and maintain the generated plasma.
  • FIG. 11A shows an example of the configuration of the DC pulse power supply device.
  • a DC pulse power supply device includes a boost chopper circuit as a circuit that generates a pulse waveform.
  • the DC pulse power supply device 100 includes a DC power supply 110 and a boost chopper circuit 120, and supplies a pulse output obtained by boosting the DC voltage of the DC power supply 110 by the boost chopper circuit 120 to a load 130 (Patent Documents 1 and 2).
  • FIG. 11B shows a configuration example of the boost chopper circuit (Patent Document 3).
  • the step-up chopper circuit 120 is configured by connecting an inductor 121 in series between a DC power source side and a load side, and connecting a switching element 122 in parallel to the load side.
  • the switching element 122 has an ON period and an OFF period.
  • a pulse output boosted according to the width duty ratio is formed. In this on/off operation, energy corresponding to the time width of the on period is accumulated in the DC reactor of the inductor 121, and a pulse output having an amplitude boosted according to the accumulated energy is formed.
  • the amplitude of the pulse output to be boosted is determined by the duty ratio of the time width of the on/off period of the switching element, but when the switching element 122 is off, the set amplitude is set by the vibration generated by the leakage inductance of the DC reactor. Exceeding surge voltage occurs.
  • a series circuit of a diode 123 and a resistor 124 having the same polarity as the power source is connected in parallel to the inductor 121, and a reverse voltage due to the energy stored in the inductor 121 is consumed by the resistor 124. , Surge voltage due to excessive voltage rise is suppressed.
  • FIG. 11C shows that by connecting to the DC power supply 125, the switching element 127 is turned on to store energy in the DC reactor 126, and the output side capacitor 128 is charged with the stored energy during the OFF period of the switching element 127.
  • a boost chopper device provided with a switching element 127 that supplies a voltage higher than that of the DC power supply 125 to a load and absorbs a surge voltage generated when the switching element 127 is turned off by a snubber capacitor to prevent the switching element 127 from being destroyed by an excessive voltage.
  • a configuration example is shown.
  • JP-A-8-222258 (FIG. 1, paragraph 0012) Japanese Patent Laid-Open No. 2006-6053 (FIG. 1) Japanese Unexamined Patent Publication No. 1-252165 (FIG. 1) JP 2004-254401 A (paragraph 0005, paragraph 0010, FIG. 5)
  • FIG. 11D shows the output voltage Vo in the pulse cycle.
  • the output voltage Vo becomes the conduction voltage of the switching element
  • the voltage Vs at the source end S of the switching element 122 is the same as the output voltage Vo.
  • the resistance R can suppress the surge voltage by making the resistance low, but since a voltage similar to the reactor voltage VDCL is applied, the resistance R becomes smaller and the loss in the resistance becomes larger. Therefore, the resistance loss and the surge voltage have an opposite relationship to the resistance R. The larger the resistance R, the smaller the loss due to the resistance but the larger the surge voltage, while the resistance R is smaller. As the surge voltage decreases, the resistance loss increases.
  • the reactor voltage V DCL fluctuates according to the reactor current iL (load current Io).
  • the voltage generated in the resistor R is VR1 when the load current is Io
  • K changes depending on the duty ratio of the switching element and the condition of the load current Io. Therefore, due to the surge of the inductance L, the resistance voltage VR and the output voltage Vo change under the influence of changes in the duty ratio and the load current Io.
  • the output voltage Vo of the DC pulse power supply and the terminal voltage of the switching element will change under the influence of the change in the load current Io. Further, since power loss occurs in the resistor R, the efficiency of the DC pulse power supply device is reduced.
  • the conventionally known methods for preventing damage to switching elements due to surge voltage have the problems of varying output voltage and the problems of power loss caused by current flowing through resistors.
  • the DC pulsed power supply device of the present invention suppresses the surge voltage generated in the reactor by clamping the voltage across the reactor during the off period of the boost chopper circuit, prevents the switching element from being damaged, and outputs the output due to load current fluctuations. It suppresses power loss due to voltage fluctuations and load current and discharge current flowing through the resistor.
  • the DC pulse power supply device of the present invention includes a DC power supply unit and a pulse unit that generates a pulse output by a boost chopper circuit connected to the DC power supply unit.
  • the step-up chopper circuit of the pulse unit includes a DC reactor and a series circuit of switching elements, and a clamp voltage unit is connected to the DC reactor.
  • the clamp voltage unit has its output terminal connected to the connection point between the DC reactor and the switching element. As a result, the clamp voltage is applied to one end of the switching element.
  • the surge voltage which is an excess voltage
  • the clamp voltage section clamps the inter-element voltage of the switching element to a predetermined voltage.
  • the clamp voltage section is not affected by load current fluctuations, so the output voltage does not fluctuate due to load current fluctuations. Further, the clamp voltage unit does not cause power loss due to load current or discharge current flowing through the resistance of the snubber circuit.
  • clamp voltage section One example of the configuration of the clamp voltage unit is composed of a regenerative unit.
  • the regenerative unit is connected between both ends of the DC reactor of the step-up chopper circuit, and regenerates the voltage exceeding the set voltage among the reactor voltage of the DC reactor to the DC power supply unit. Since the regenerative unit regenerates the voltage exceeding the set voltage to the DC power supply unit, this set voltage becomes the clamp voltage of the clamp voltage unit, and the DC reactor connected to the output terminal of the clamp voltage unit when the switching element is off. Clamps the voltage at the end of the switch and the voltage at one end of the switching element to the clamp voltage.
  • One configuration example of the regenerative unit is a capacitor connected in parallel to the reactor voltage of the pulse unit, an inverter circuit that orthogonally converts the capacitor voltage of the capacitor, a transformer that transforms the AC voltage of the inverter circuit, and a And a rectifier that rectifies an AC voltage.
  • the regenerative unit uses the set voltage as the voltage across the capacitor, and regenerates the voltage exceeding the voltage across the capacitor to the DC power supply unit.
  • the clamp voltage can be changed according to the transformation ratio of the transformer.
  • the reactor voltage of the DC reactor with the low voltage side voltage as the reference is the regenerative input voltage.
  • the DC reactor can be in the form of a tapless single-winding transformer, or two DC reactors that are magnetically coupled can be configured as a tapped single-winding transformer or a double-winding transformer.
  • one end of the DC reactor is connected to the output end of the DC power supply unit, and one end of the second DC reactor is connected to the output end of the pulse unit.
  • the connection point between the reactor and the second DC reactor is connected to the source side of the switching element of the boost chopper circuit.
  • the output terminal of the clamp voltage unit is connected to the connection point between the DC reactor and the second DC reactor.
  • the clamp voltage unit clamps the voltage at the connection point between the end of the DC reactor to which the output end of the clamp voltage unit is connected to the second DC reactor and the voltage at one end of the switching element to the clamp voltage when the switching device is in the OFF state. To do.
  • the DC reactor can be a first form in which the DC reactor is provided on the low voltage side of the pulse part and a second form in which the DC reactor is provided on the high voltage side of the pulse part.
  • the high voltage side of the DC reactor is connected to the high voltage side of the clamp voltage section (regeneration section), and the low voltage side of the DC reactor is clamp voltage section (regeneration section).
  • the reactor voltage of the DC reactor is input to the regenerative unit as a regenerative input voltage based on the low voltage side voltage of the DC power source unit.
  • the voltage across the switching element is clamped during the off period of the boost chopper circuit to prevent the switching element from being damaged, and to prevent the output voltage from fluctuating due to the load current fluctuation and the load. It suppresses power loss due to current and discharge current flowing through the resistor.
  • the DC pulsed power supply device of the present invention prevents damage to the switching element by clamping the voltage across the switching element during the off period of the boost chopper circuit, and at the same time, fluctuates the output voltage due to load current fluctuations, and the load current and discharge. Power loss due to current flowing through the resistor is suppressed.
  • the first mode is a mode in which the DC reactor of the step-up chopper circuit is one DC reactor, and it can be configured by a tapless single-winding transformer.
  • the second form is a form of two DC reactors that are magnetically coupled, and can be configured by a single-winding transformer with a tap, or two DC reactors or a multiple-winding transformer that are magnetically coupled.
  • FIGS. 1(c) to 1(e) are diagrams for explaining a schematic configuration of a pulse unit and a clamp voltage unit included in a DC pulse power supply device of the present invention, and a voltage.
  • FIG. 1(a) shows a first embodiment. , (B), and the second embodiment will be described with reference to FIGS. 1(c) to 1(e).
  • 1A to 1E show a configuration in which the DC reactor is provided on the low voltage side of the pulse portion.
  • the DC pulse power supply device includes a DC power supply unit 10, a pulse unit 20 that generates a pulse output by a boost chopper circuit connected to the DC power supply unit 10, and a clamp voltage unit 30.
  • FIG. 1 shows an example in which the terminals on the side of the DC power supply are denoted by A and B, the low voltage side is the terminal A, and the high voltage side is the terminal B.
  • the pulse unit 20 includes a step-up chopper circuit including a DC reactor 21 and a switching element 22 connected in series, the DC reactor 21 is connected in series between the DC power supply unit 10 and a load, and the switching element 22 is parallel to the load. Connected.
  • the load is represented by a capacitor connected to the output end of the pulse unit 20.
  • the stored energy is accumulated in the DC reactor 21 when the boost chopper circuit is on, and the reactor voltage is generated in the DC reactor 21 by the stored energy when it is off.
  • the reactor voltage is boosted by repeating on and off operations of the boost chopper circuit.
  • FIGS. 1(a) and 1(b) show a configuration in which the source S side of the switching element 22 is connected to the load-side end of a single-winding transformer without taps, and FIGS. 1(c) to 1(e) are single-winding with taps. The configuration in which the source S side of the switching element 22 is connected to the tap of the transformer is shown.
  • the clamp voltage unit 30 is a circuit unit that clamps the inter-element voltage of the switching element 22 to a predetermined voltage, and can be configured by a regeneration unit.
  • the regenerative unit inputs the reactor voltage V DCL of the DC reactor 21, and regenerates an excess voltage component (V DCL ⁇ Vin) exceeding the regenerative input voltage Vin, which is the set voltage, to the DC power supply unit.
  • the regenerative unit does not regenerate when the reactor voltage V DCL does not exceed the set voltage, and when the reactor voltage V DCL exceeds the set voltage, regenerates the voltage exceeding the set voltage to the DC power supply unit.
  • the step-up of the step-up chopper circuit is clamped at the set voltage, and the generation of excess voltage is suppressed.
  • the set voltage is determined by the regenerative input voltage Vin of the regenerative unit, and when the reactor voltage V DCL of the DC reactor 21 does not exceed the regenerative input voltage Vin of the regenerative unit, the regenerative unit does not regenerate the regenerative input voltage Vin. When the voltage exceeds VDCL-Vin, the regenerative unit regenerates the excess voltage (VDCL-Vin) toward the DC power supply unit.
  • the regenerative input voltage Vin of the regenerative unit which is a set voltage that defines the regenerative operation, can be set based on the DC voltage VAB of the DC power supply unit and the regenerative unit.
  • One configuration example of the regenerative unit includes a capacitor connected in parallel to the reactor voltage of the pulse unit 20, an inverter circuit that orthogonally converts the capacitor voltage across the capacitor, a transformer that transforms the AC voltage of the inverter circuit, and a transformer. And a rectifier for rectifying the AC voltage of the converter, and the output terminal of the rectifier is connected to the DC power supply unit.
  • the transformer ratio determines the voltage ratio between the voltage across the capacitor and the voltage of the DC power supply. Since the capacitor voltage of the regenerative unit is determined by the voltage of the DC power supply unit and the transformation ratio of the transformer, the regenerative unit uses the capacitor voltage as the set voltage of the regenerative input voltage Vin to start and stop the regenerative operation. Since the set voltage depends on the voltage of the DC power supply unit and the transformer ratio of the transformer, the set voltage can be changed by changing the transformer ratio of the transformer. By changing the set voltage, the clamp voltage in the step-up chopper circuit can be changed and the operating voltage of the regenerative operation can be changed.
  • the DC reactor 21 is connected between the DC power supply unit and the source S side of the switching element 22 of the boost chopper circuit.
  • the source S side of the switching element 22 of the step-up chopper circuit is connected to the load-side end of the DC reactor 21 or the tap of the DC reactor 21.
  • the clamp voltage unit 30 and the DC reactor of the pulse unit 20 may be connected in a plurality of forms.
  • the first mode is a mode in which a tapless single-winding transformer is provided as a DC reactor, the output end of the clamp voltage unit 30 is connected to the load side of the DC reactor 21, and the other end is connected to the DC power supply unit side (FIG. 1). Configuration example shown in (a)).
  • the second embodiment is provided with a single-winding transformer with a tap as a DC reactor, the output end of the clamp voltage unit 30 is connected to a connection point s between the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21b, and the other end is a DC power supply. It is a form (configuration example shown in FIG. 1C) of connecting to the terminal A on the section side.
  • the source S side of the switching element 22 of the boost chopper circuit is connected to the load side end of the DC reactor 21, and the clamp voltage portion is connected to this connection point s. 30 output terminals are connected.
  • the s between the DC reactor 21 and the source S side of the switching element 22 is clamped by the clamp voltage VC of the clamp voltage unit 30, and the voltage Vs at the connection point s is obtained by superposing the clamp voltage VC on the DC voltage VAB of the DC power supply unit ( VAB+VC).
  • FIG. 1B shows the voltage state of the configuration of the first mode, showing the voltage Vs at the connection point s and the output voltage Vo.
  • the voltage Vs at the connection point s and the output voltage Vo are the same voltage. Even if the voltage rises due to the release of the energy stored in the DC reactor 21, the voltage at the connection point s is clamped by the clamp voltage VC of the clamp voltage unit 30. As a result, the voltage Vs and the output voltage Vo are held at (VAB+VC), and an excessive voltage rise is suppressed.
  • the resistance R is connected in parallel to the inductance shown in FIG. 11B, as shown by the voltage change of the one-dot chain line in FIG. Surge voltage is generated. The resistance R can suppress the surge voltage by reducing the resistance, but since a voltage similar to the reactor voltage VDCL is applied, the resistance becomes large.
  • the entire reactor voltage of the DC reactor 21 is input to the regenerative unit, and the regenerative operation is performed based on the comparison with the set voltage of the regenerative unit.
  • the regeneration destination can be, for example, a DC power supply unit.
  • the DC reactor 21 is composed of a magnetically coupled series circuit of a first DC reactor 21a and a second DC reactor 21b, and a switching element of a boost chopper circuit.
  • the source S side of 22 is connected to the taps of the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21b, and the output end of the clamp voltage unit 30 is connected with this tap as a connection point s. Therefore, the tap of the DC reactor 21, the output terminal of the clamp voltage source, and the source S side of the switching element 22 of the boost chopper circuit are connected to the connection point s.
  • connection point s between the tap of the DC reactor 21 and the source S side of the switching element 22 is clamped by the clamp voltage VC of the clamp voltage unit 30, and the voltage Vs at the connection point s is superimposed on the DC voltage VAB of the DC power supply unit by the clamp voltage VC. (VAB+VC).
  • FIG. 1(d) and 1(e) show the voltage state of the configuration of the second embodiment
  • FIG. 1(d) shows the voltage Vs at the connection point s
  • FIG. 1(e) shows the output voltage Vo. ..
  • the voltage at the connection point s is clamped by the clamp voltage VC of the clamp voltage unit 30.
  • the voltage Vs is held at (VAB+VC)
  • the voltage of the output voltage Vo is held at (VAB+VC+VDCL2)
  • an excessive voltage rise is suppressed.
  • the resistor R is connected in parallel to the inductance shown in FIG. 11B, as shown by the voltage change of the one-dot chain line in FIGS. And surge voltage occurs.
  • the resistance R can suppress the surge voltage by reducing the resistance, but since a voltage similar to the reactor voltage VDCL is applied, the resistance becomes large.
  • the clamp voltage unit 30 when the clamp voltage unit 30 is composed of the regenerative unit, the voltage across the first DC reactor 21a of the DC reactor 21 is input to the regenerative unit as the reactor voltage, and the set voltage of the regenerative unit is The regenerative operation is performed based on the comparison of.
  • the regeneration destination can be, for example, a DC power supply unit.
  • the clamp voltage unit 30 in order to suppress the surge voltage to the switching element, it is desirable to connect the clamp voltage unit 30 to the midpoint which is the connection point between the DC reactor 21 and the switching element 22.
  • the coupling coefficient in the ideal case is 1, but the actual coupling coefficient is smaller than 1. This is due to the influence of the leakage magnetic flux, and this leakage magnetic flux becomes the leakage inductance 21c connected in series to the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21b. In this configuration, by connecting the clamp voltage unit 30, generation of a surge voltage due to the leakage inductance 21c is suppressed.
  • 2A to 2C show the case where one of the output ends of the clamp voltage unit 30 is connected to the DC power supply unit side and the other is connected to the load side of the second DC reactor 21b.
  • the voltage is not clamped to the voltage Vs at the source terminal S of the switching element 22 and the clamp voltage VC of the clamp voltage unit 30.
  • the voltage generated in the first DC reactor 21a becomes VDCL1.
  • the surge voltage due to the leakage inductance 21c becomes VL. That is, a voltage of V DCL1 +VL is generated in the voltage Vs.
  • the voltage component (VDCL1+VDCL2+VL) included in the output voltage Vo depends on the voltage component (VDCL1) due to the inductance of the first DC reactor 21a, the voltage component (VDCL2) due to the inductance of the second DC reactor 21b, and the leakage inductance of the leakage inductance 21c. Since the surge voltage component (VL) is added, the output voltage Vo is affected by the surge voltage.
  • the output end of the clamp voltage unit 30 is connected to the connection point between the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21b.
  • the clamp voltage unit 30 is configured by the regenerative unit 30A.
  • the first configuration example is a configuration in which the reactor voltage across the DC reactor of the boost chopper circuit is regenerated
  • the second to fifth configuration examples are the DC reactors of one of the two DC reactors that are magnetically coupled in the boost chopper circuit. It is a configuration for regenerating the reactor voltage.
  • the second and fifth configuration examples are configurations in which two DC reactors that are magnetically coupled are a single-winding transformer with a tap
  • the third and fourth configuration examples are two DC couplings that are magnetically coupled.
  • the reactor is a double-winding transformer.
  • the first to fifth configuration examples use the voltage on the low voltage side of the DC power supply unit as the reference voltage.
  • the DC pulse power supply device of the present invention includes a DC power supply unit (DC unit) 10, a pulse unit 20A for supplying a pulse output generated by a boost chopper circuit connected to the DC power supply unit 10 to a load 4, and a pulse unit 20A.
  • the regenerative unit 30A is provided as a clamp voltage unit that regenerates the excessive voltage rise generated to the DC power supply unit 10 side and clamps the upper limit voltage of the source end of the switching element 22 and the output end of the DC pulse power supply device to the clamp voltage. , And supplies a pulse output to the load 4 via the output cable 3.
  • the control circuit unit 40 controls the DC power supply unit 10, the pulse unit 20A, and the regenerative unit 30A.
  • FIG. 3 shows an example of the plasma generator as the load 4, the load 4 is not limited to the plasma generator, and may be applied to a pulse laser excitation, an electric discharge machine, or the like.
  • the DC power supply unit (DC unit) 10 includes a rectifier 11 that rectifies the AC voltage of the AC power supply 2 into a DC voltage, and a snubber circuit 12 that absorbs and suppresses spike-like high voltage that occurs transiently during rectification.
  • a single-phase inverter circuit 13 for converting a DC voltage into an AC voltage a single-phase transformer 14 for converting the AC voltage of the single-phase inverter circuit 13 into a predetermined voltage value, and a voltage conversion by the single-phase transformer 14.
  • a rectifier 15 that rectifies an AC voltage into a DC voltage, and a capacitor 16 (CF) that has a voltage across the DC voltage of a DC power supply unit are provided.
  • FIG. 3 shows an example of the capacitive load of the plasma generator as the load 4.
  • one end of the plasma generator is grounded to supply a negative voltage, so that the DC power supply unit 10 is configured to generate a pulse output of a negative voltage.
  • the single-phase inverter circuit 13 performs a switching operation according to a control signal from the control circuit unit 40, and converts a DC voltage into an AC voltage having a predetermined frequency.
  • Each of the circuit elements of the rectifiers 11 and 15, the snubber circuit 12, the single-phase inverter circuit 13, and the single-phase transformer 14 that configure the DC power supply unit 10 may have any commonly known circuit configuration.
  • the pulse unit 20A generates a pulse waveform from the DC voltage by the boost chopper circuit.
  • the step-up chopper circuit includes a DC reactor 21A connected in series between the DC power supply side and the load side, a switching element (Q1) 22 connected in parallel to the load side, and an ON/OFF operation of the switching element 22. Is provided with a drive circuit 23.
  • the DC power supply unit side of the pulse unit 20A includes a grounded terminal B and a negative voltage terminal A as a low voltage side.
  • the illustrated switching element 22 is an example of an FET, the source S side is connected to the low voltage side, the drain D side is connected to the ground voltage side, and the drive signal from the drive circuit 23 is input to the gate G side.
  • control circuit unit 40 In order to operate the boost chopper circuit, the control circuit unit 40 generates a signal that determines the time width or duty ratio of the ON period and the OFF period of the switching element 22 corresponding to the target pulse output, and the DC power supply unit 10 A control signal is generated based on the voltage and current at the output terminal of the.
  • the drive circuit 23 outputs a drive signal to the gate G of the switching element 22 based on the control signal of the control circuit section 40 to cause the switching element 22 to turn on/off.
  • the source S side of the switching element 22 is connected to the load side of the DC reactor 21A, and the drain D side of the switching element 22 is grounded.
  • the load side of the DC reactor 21A is grounded, and a current flows from the terminal B to the terminal A through the switching element 22 in the ON state and the DC reactor 21A.
  • electromagnetic energy is accumulated in the DC reactor 21A.
  • the switching element 22 is switched from the ON state to the OFF state, the stored energy stored in the DC reactor 21A causes the reactor voltage V DCL to be generated in the DC reactor 21A.
  • the step-up chopper circuit raises the output voltage Vo according to the duty ratio of the ON/OFF time by repeating the ON operation and the OFF operation of the switching element 22.
  • the regenerative unit 30A regenerates a voltage exceeding the set voltage among the reactor voltages of the DC reactor of the boost chopper circuit to the DC power supply unit.
  • the regenerative unit 30A includes a diode 31, a capacitor 32 (C1), an inverter circuit 33, a transformer 34, and a rectifier 35.
  • the regenerative unit 30A regenerates a voltage component exceeding the set voltage to the DC power supply unit to clamp the reactor voltage to the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1). Function as.
  • the clamp voltage of the clamp voltage section is determined by the capacitor voltage VC1.
  • the regeneration unit 30A clamps the upper limit voltage at the source end of the switching element 22 and the output end of the DC pulse power supply device to the capacitor voltage VC1, and applies an excessive voltage to the drain-source voltage VDS of the switching element 22. It is suppressed that the output voltage fluctuates due to the fluctuation of the load current.
  • One end of the capacitor 32 (C1) is connected to the load side end of the DC reactor 21A, the other end is connected to the DC power supply side end of the DC reactor 21A via the diode 31, and is connected to the first DC reactor 21a.
  • the generated reactor voltage is applied.
  • the diode 31 is connected with the direction from the pulse section 20A to the capacitor 32 (C1) of the regenerative section 30A as the forward direction, and when the reactor voltage V DCL of the DC reactor 21A exceeds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C 1), the reactor 31 is connected. Regeneration by the regeneration unit 30A is performed for the amount of voltage in which the voltage VDCL exceeds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1). Therefore, the regeneration unit 30A performs the regeneration operation with the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1) as the threshold value.
  • the capacitor voltage VC1 is a voltage corresponding to the regenerative input voltage Vin in FIG.
  • the regenerative unit 30A has a configuration in which one end is connected to the low voltage side input end of the pulse unit 20A, and the DC reactor 21a of the DC reactor 21a is referenced with the low voltage side voltage (negative voltage) as a reference. Regeneration is performed using the reactor voltage V DCL as the regenerative input voltage Vin.
  • the inverter circuit 33 performs orthogonal conversion between the DC voltage on the side of the capacitor 32 and the AC voltage on the side of the transformer 34, and makes the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1) a constant voltage based on the DC voltage VAB of the DC power supply unit. In addition to holding, when the reactor voltage VDCL exceeds the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1), the excess voltage is converted into AC and regenerated to the DC power supply side. Since the capacitor voltage VC1 is maintained at a constant voltage, the reactor voltage V DCL of the DC reactor 21A is clamped to the capacitor voltage VC1.
  • the inverter circuit 33 can be configured by, for example, a bridge circuit of switching elements. The opening/closing operation of the switching element is controlled by the control signal ⁇ from the control circuit unit 40.
  • the transformer 34 modulates the voltage ratio between the DC voltage VAB of the DC power supply unit 10 and the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1) based on the transformation ratio.
  • the transformation ratio of the transformer 34 is (n2:n1)
  • the rectifier 35 rectifies the AC voltage on the transformer 34 side into the DC voltage on the DC power supply unit 10 side.
  • the DC side terminal of the rectifier 35 is connected to the terminals A and B of the DC power supply unit 10 and regenerates power to the DC power supply unit 10 only when the capacitor voltage VC1 exceeds a voltage based on the DC voltage VAB.
  • the configuration of the regenerative unit 30A is limited to the above-described configuration as long as it has a function of clamping the voltage across the DC reactor 21A to a predetermined voltage and a function of regenerating electric power exceeding the predetermined voltage to the DC power supply unit side. It is not something that can be done.
  • FIG. 4A shows the ON state (on) and OFF state (off) of the switching element 22 (Q1)
  • FIG. 4B shows the reactor voltage V DCL of the DC reactor 21A
  • FIG. 4C shows the drain-source voltage VDS of the switching element 22
  • FIG. 4D shows the output voltage Vo.
  • S1 to S14 in the figure show the ON state and the OFF state of each stage.
  • the switching element 22 is in the on state (on) in the states with odd numbers S1, S3,... S13, and the switching element 22 is in the off state with even numbers S2, S4,. (Off) is shown.
  • the voltage of the drain-source voltage VDS of the switching element 22 becomes a voltage according to the reactor voltage VDCL and gradually increases, but has not reached the capacitor voltage VC1 of the regenerative unit.
  • FIG. 4 shows a state in which the voltage value on the negative side increases (FIG. 4(c)).
  • As the output voltage Vo a voltage obtained by adding the reactor voltage V DCL to the DC voltage V AB of the DC power supply unit is output (FIG. 4(d)).
  • the reactor voltage V DCL shown by the solid line shows a state where it is clamped to the capacitor voltage V C1
  • the case where the reactor voltage V DCL shown by the broken line is not clamped at the capacitor voltage V C1 is shown as a comparative example.
  • the voltage of the drain-source voltage VDS of the switching element 22 becomes a voltage according to the reactor voltage VDCL, and is held at the voltage of the capacitor voltage VC1 of the regenerative unit.
  • the drain-source voltage VDS shown by the solid line shows the state clamped to the capacitor voltage VC1
  • the drain-source voltage VDS shown by the broken line shows the case not clamped to the capacitor voltage VC1 as a comparative example. ing. Note that FIG. 4 shows a state in which the voltage value on the negative side increases (FIG. 4(c)).
  • the output voltage Vo As the output voltage Vo, the voltage component of the DC voltage VAB of the DC power supply unit and the reactor voltage V DCL is output. Since the reactor voltage VDCL is clamped, the output voltage Vo is maintained at a constant voltage (FIG. 4(d)).
  • FIG. 5A shows the output voltage Vo in the regenerative state in the first configuration example.
  • the DC pulse power supply device outputs the pulse output of the output voltage Vo with the switching cycle of the step-up chopper circuit as the pulse cycle T.
  • the pulse output has an on period Ton in which the switching element is in the on state and an off period Toff in which the switching element is in the off state within the pulse period T.
  • the output voltage Vo during the on period Ton is a voltage value corresponding to the drain-source voltage VDS.
  • the output voltage Vo in the off period Toff is (VAB+VDCL) in which the reactor voltage VDCL is superimposed on the DC voltage VAB of the DC power supply unit, but the reactor voltage VDCL is clamped to the capacitor voltage VC1 (VAB+VC1). .. Since the DC voltage VAB and the capacitor voltage VC1 are constant voltages, the output voltage Vo of the pulse output is held at a constant voltage.
  • the broken line portion in FIG. 5A represents the suppression voltage component (VDCL-VC1) obtained by subtracting the clamped capacitor voltage VC1 from the reactor voltage VDCL.
  • VDCL-VC1 the suppression voltage component obtained by subtracting the clamped capacitor voltage VC1 from the reactor voltage VDCL.
  • the regenerative unit 30A includes an inverter circuit 33 that outputs an AC voltage obtained by orthogonally converting the DC voltage of the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1) to the transformer 34.
  • the inverter circuit 33 includes a bridge circuit 33a including switching elements QR1 to QR4, and a drive circuit 33b that generates a drive signal for driving the switching elements QR1 to QR4 based on the control signal ⁇ . Note that, here, an example of a full bridge circuit is shown as the bridge circuit 33a, but a half bridge circuit or a multiphase inverter circuit may be used.
  • the pulse output generated by the DC power supply unit (DC unit) 10 and the step-up chopper circuit connected to the DC power supply unit 10 is loaded as in the first configuration.
  • a regeneration unit 30A that regenerates an excessive voltage increase of the pulse unit 20B to the DC power supply unit 10 side and a control circuit that controls the DC power supply unit 10, the pulse unit 20b, and the regeneration unit 30A.
  • the unit 40 is provided and supplies a pulse output to the load 4 via the output cable 3.
  • a second configuration example of the DC pulse power supply device of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the second configuration example is different from the first configuration example in the configuration of the boost chopper circuit of the pulse unit 20, and the other configurations are the same as the first configuration example.
  • a configuration different from the first configuration example will be described, and description of other common configurations will be omitted.
  • the DC reactor 21A included in the boost chopper circuit of the first configuration example is composed of a single coil.
  • the DC reactor 21B of the second configuration example is configured by a single-winding transformer with a tap instead of the single coil of the boost chopper circuit of the first configuration example.
  • the DC reactor 21B formed by the tapped single-winding transformer can be configured by connecting the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21b that are magnetically coupled in series, and the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21a can be connected in series.
  • the connection point of the DC reactor 21b is the tap point.
  • One end of the first DC reactor 21a is connected to the terminal A on the low voltage side of the DC power supply unit, one end of the second DC reactor 21b is connected to the load side, and the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21a are connected.
  • the tap point of the connection point of 21b is connected to the source S end of the switching element 22.
  • the tap point of the connection point of the DC reactor 21B is grounded, and the terminal B is connected via the switching element 22 in the ON state and the first DC reactor 21a of the DC reactor 21B. Current flows through. At this time, electromagnetic energy is accumulated in the first DC reactor 21a.
  • the reactor voltage VDDL1 is applied to the first DC reactor 21a by the reactor current iL flowing by the stored energy stored in the first DC reactor 21a of the DC reactor 21B. Then, a reactor voltage V DCL2 is generated in the second DC reactor 21b.
  • the boost chopper circuit raises the output voltage Vo by repeating the ON operation and the OFF operation of the switching element 22 as in the first configuration example.
  • the voltage ratio between the reactor voltage V DCL1 of the first DC reactor 21a and the reactor voltage V DCL2 of the second DC reactor 21b is a value corresponding to the ratio of the inductance ratio of the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21b. Become.
  • the reactor voltage VDDCL1 of the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21a is n1p:n2p
  • the voltage ratio (VDCL1/VDCL2) of the DC reactor 21b to the reactor voltage V DCL2 is the winding number ratio (n1p/n2p).
  • the regeneration unit 30A of the second configuration example operates similarly by applying the reactor voltage V DCL1 of the first DC reactor 21a of the DC reactor 21B instead of the reactor voltage V DCL of the DC reactor 21A of the first configuration example. ..
  • the regenerative unit 30A regenerates a voltage component exceeding the set voltage to the DC power supply unit to clamp the reactor voltage to the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1). Function as.
  • the clamp voltage of the clamp voltage section is determined by the capacitor voltage VC1.
  • the regeneration unit 30A clamps the upper limit voltage at the source end of the switching element 22 and the output end of the DC pulse power supply device to the capacitor voltage VC1, and applies an excessive voltage to the drain-source voltage VDS of the switching element 22. It is suppressed that the output voltage fluctuates due to the fluctuation of the load current.
  • one end of the capacitor 32 (C1) is connected to the connection point between the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21b of the DC reactor 21B, and the other end is connected via the diode 31 to the first DC reactor.
  • 21a is connected to the end on the DC power supply side and a reactor voltage V DCL1 generated in the first DC reactor 21a is applied.
  • the regeneration unit 30A regenerates the voltage for which the reactor voltage V DCL1 exceeds the capacitor voltage V C1 of the capacitor 32 (C1). Therefore, the regeneration unit 30A performs the regeneration operation using the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1) as the threshold value as in the first configuration example.
  • FIG. 5B shows the output voltage Vo in the regenerative state in the second configuration example.
  • the DC pulse power supply device outputs the pulse output of the output voltage Vo with the switching cycle of the step-up chopper circuit as the pulse cycle T.
  • the pulse output has an on period Ton in which the switching element is in the on state and an off period Toff in which the switching element is in the off state within the pulse period T.
  • the output voltage Vo during the on period Ton is a voltage value corresponding to the reactor voltage VDCL2.
  • the output voltage Vo during the off period Toff becomes (VAB+VDCL1+VDCL2) in which the reactor voltage V DCL1 of the first DC reactor 21a and the reactor voltage V DCL2 of the second DC reactor 21b are superimposed on the DC voltage V AB of the DC power supply unit.
  • the reactor voltage VDCL1 is clamped to the capacitor voltage VC1
  • the output voltage Vo becomes (VAB+VC1+VDCL2). Since the DC voltage VAB and the capacitor voltage VC1 are constant voltages, the output voltage Vo of the pulse output is maintained at a substantially constant voltage.
  • the broken line portion in FIG. 5(b) represents the suppression voltage.
  • the voltage applied to the source terminal of the switching element changes from VDCL1 to VC1 due to the clamp of the capacitor voltage VC1 due to regeneration, whereby the voltage (VDCL1-VC1) is suppressed.
  • the reactor voltage V DCL1 since the reactor voltage V DCL1 is suppressed, the reactor voltage V DCL2 generated by the second DC reactor 21b is also suppressed to (V DCL1 ⁇ VC1) ⁇ (n2p/n1p) according to the winding ratio. Therefore, the clamp amount of the output voltage is (V DCL1-VC1) ⁇ (1+n2p/n1p).
  • the configuration in which the resistance R is connected in parallel to the inductance shown in FIG. 11B as shown by the voltage change of the alternate long and short dash line in FIG. Surge voltage is generated.
  • the pulse output is generated by the DC power supply unit (DC unit) 10 and the boost chopper circuit connected to the DC power supply unit 10, similarly to the first and second configurations.
  • the pulse unit 20C supplied to the load 4, the regenerative unit 30A that regenerates the excessive voltage increase of the pulse unit 20C to the DC power supply unit 10 side, the DC power supply unit 10, the pulse unit 20C, and the regenerative unit 30A are controlled. And a pulse output to the load 4 via the output cable 3.
  • a third configuration example of the DC pulse power supply device of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the third configuration example is different from the first and second configuration examples in the configuration of the boost chopper circuit of the pulse unit 20C, and the other configurations are similar to the first and second configuration examples.
  • configurations different from the first and second configuration examples will be described, and description of other common configurations will be omitted.
  • the DC reactor 21B included in the boost chopper circuit of the second configuration example is composed of a single-winding transformer with a tap.
  • the DC reactor 21C of the third configuration example is configured by a multiple-winding transformer instead of the tapped single-winding transformer of the boost chopper circuit of the second configuration example.
  • the double-winding transformer of the DC reactor 21C is an example of a positive polarity transformer.
  • the DC reactor 21C using a multi-winding transformer has a configuration in which a magnetically coupled first DC reactor 21a and second DC reactor 21b are connected in parallel.
  • One end of the first DC reactor 21a is connected to the low voltage side terminal A of the DC power supply unit, and the other end is connected to the source S end of the switching element 22.
  • One end of the second DC reactor 21b is connected to the source S end of the switching element 22, and the other end is connected to the load side.
  • the switching element 22 When the switching element 22 is in the ON state, the switching element 22 side end of the first DC reactor 21a of the DC reactor 21C is grounded, and the switching element 22 in the ON state from the terminal B and the first DC reactor 21a. A current flows to the terminal A via the. At this time, electromagnetic energy is accumulated in the first DC reactor 21a.
  • the reactor voltage VDDL1 is applied to the first DC reactor 21a by the reactor current iL flowing due to the stored energy stored in the first DC reactor 21a of the DC reactor 21C. Then, the reactor voltage V DCL2 is generated in the second DC reactor 21b due to the magnetic coupling with the first DC reactor 21a.
  • the step-up chopper circuit raises the output voltage Vo by repeating the ON operation and the OFF operation of the switching element 22 as in the first and second configuration examples.
  • the voltage ratio between the reactor voltage V DCL1 of the first DC reactor 21a and the reactor voltage V DCL2 of the second DC reactor 21b is a value corresponding to the ratio of the inductance ratio of the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21b. Become.
  • the winding ratio of the multi-winding coil of the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21b of the DC reactor 21C is (n1p:n2p)
  • the voltage ratio (VDCL1/VDCL2) of the DC reactor 21b to the reactor voltage V DCL2 is the winding number ratio (n1p/n2p).
  • the regenerative unit 30A of the third configuration example operates in the same manner as the reactor voltage V DCL1 of the first DC reactor 21a of the DC reactor 21B of the second configuration example.
  • the regenerative unit 30A regenerates a voltage component exceeding the set voltage to the DC power supply unit to clamp the reactor voltage to the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1). Function as.
  • the clamp voltage of the clamp voltage section is determined by the capacitor voltage VC1.
  • the regeneration unit 30A clamps the upper limit voltage at the source end of the switching element 22 and the output end of the DC pulse power supply device to the capacitor voltage VC1, and applies an excessive voltage to the drain-source voltage VDS of the switching element 22. It is suppressed that the output voltage fluctuates due to the load current fluctuation.
  • one end of the capacitor 32 (C1) is connected to the switching element side end of the first DC reactor 21a of the DC reactor 21C, and the other end is connected to the DC of the first DC reactor 21a via the diode 31. It is connected to the end on the power supply unit side, and a reactor voltage V DCL1 generated in the first DC reactor 21a is applied.
  • the diode 31 is connected with the direction from the pulse portion to the capacitor 32 (C1) of the regenerative unit 30A as the forward direction, and when the reactor voltage V DCL1 of the first DC reactor 21a exceeds the capacitor voltage V C1 of the capacitor 32 (C1).
  • the regeneration unit 30A regenerates the voltage for which the reactor voltage V DCL1 exceeds the capacitor voltage V C1 of the capacitor 32 (C1). Therefore, the regeneration unit 30A performs the regeneration operation using the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1) as the threshold value, as in the first and second configuration examples.
  • the fourth configuration of the DC pulse power supply device of the present invention is similar to the configurations of the first, second, and third configurations, and outputs a pulse by a DC power supply unit (DC unit) 10 and a boost chopper circuit connected to the DC power supply unit 10.
  • Pulse generator 20D that supplies the load 4 to the load 4
  • a regeneration unit 30A that regenerates an excessive voltage increase of the pulse unit 20D to the DC power supply unit 10 side
  • a DC power supply unit 10 a pulse unit 20D, and a regeneration unit 30A.
  • a fourth configuration example of the DC pulse power supply device of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the fourth configuration example is different from the third configuration example in the configuration of the transformer that forms the DC reactor of the boost chopper circuit of the pulse unit 20D, and the other configurations are the same as the third configuration example.
  • the DC reactor 21C included in the boost chopper circuit of the third configuration example is composed of an additive-polarity double-winding transformer.
  • the DC reactor 21D of the fourth configuration example is configured by a depolarization multiple-winding transformer instead of the additive polarity double-winding transformer of the boost chopper circuit of the third configuration example.
  • the direct-current reactor 21D with a multi-winding transformer has a configuration in which a magnetically coupled first direct-current reactor 21a and second direct-current reactor 21b are connected in parallel.
  • One end of the first DC reactor 21a is connected to the low voltage side terminal A of the DC power supply unit, and the other end is connected to the source S end of the switching element 22.
  • One end of the second DC reactor 21b is connected to the terminal A on the low voltage side of the DC power supply unit, and the other end is connected to the load side.
  • the switching element 22 When the switching element 22 is in the ON state, the end of the first DC reactor 21a on the switching element 22 side of the DC reactor 21D is grounded, and the switching element 22 in the ON state from the terminal B and the first DC reactor 21a. A current flows to the terminal A via the. At this time, electromagnetic energy is accumulated in the first DC reactor 21a.
  • the reactor voltage i DCL1 is applied to the first DC reactor 21a by the reactor current iL flowing by the stored energy stored in the first DC reactor 21a of the DC reactor 21D.
  • the reactor voltage V DCL2 is generated in the second DC reactor 21b due to the magnetic coupling with the first DC reactor 21a.
  • the step-up chopper circuit raises the output voltage Vo by repeating the ON operation and the OFF operation of the switching element 22 as in the first, second, and third configuration examples.
  • the voltage ratio between the reactor voltage V DCL1 of the first DC reactor 21a and the reactor voltage V DCL2 of the second DC reactor 21b is a value corresponding to the ratio of the inductance ratio of the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21b. Become.
  • the winding ratio of the multi-winding coil of the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21b of the DC reactor 21D is (n1p:n2p)
  • the voltage ratio (VDCL1/VDCL2) of the DC reactor 21b to the reactor voltage V DCL2 is the winding number ratio (n1p/n2p).
  • the DC reactor 21D of the regenerative unit of the fourth configuration example operates in the same manner as the reactor voltage V DCL1 of the first DC reactor 21a of the DC reactor 21C of the third configuration example.
  • the regenerative unit 30A regenerates a voltage component exceeding the set voltage to the DC power supply unit to clamp the reactor voltage to the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1). Function as.
  • the clamp voltage of the clamp voltage section is determined by the capacitor voltage VC1.
  • the regeneration unit 30A clamps the upper limit voltage at the source end of the switching element 22 and the output end of the DC pulse power supply device to the capacitor voltage VC1, and applies an excessive voltage to the drain-source voltage VDS of the switching element 22. It is suppressed that the output voltage fluctuates due to the fluctuation of the load current.
  • one end of the capacitor 32 (C1) is connected to the switching device side end of the first DC reactor 21a of the DC reactor 21D, and the other end is connected to the DC of the first DC reactor 21a via the diode 31. It is connected to the end on the power supply unit side, and a reactor voltage V DCL1 generated in the first DC reactor 21a is applied.
  • the diode 31 is connected with the direction from the pulse portion to the capacitor 32 (C1) of the regenerative unit 30A as the forward direction, and when the reactor voltage V DCL1 of the first DC reactor 21a exceeds the capacitor voltage V C1 of the capacitor 32 (C1).
  • the regeneration unit 30A regenerates the voltage for which the reactor voltage V DCL1 exceeds the capacitor voltage V C1 of the capacitor 32 (C1). Therefore, the regeneration unit 30A performs the regeneration operation using the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1) as a threshold value, as in the first, second, and third configuration examples.
  • the fifth configuration of the DC pulse power supply device of the present invention is similar to the first configuration, in that the pulse output generated by the DC power supply unit (DC unit) 10 and the boost chopper circuit connected to the DC power supply unit 10 is loaded. 4 is supplied to the pulse generator 20E, a regeneration unit 30A that regenerates an excessive voltage increase of the pulse unit 20E to the DC power supply unit 10 side, and a control circuit that controls the DC power supply unit 10, the pulse unit 20E, and the regeneration unit 30A.
  • the unit 40 is provided and supplies a pulse output to the load 4 via the output cable 3.
  • a fifth configuration example of the DC pulse power supply device of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the fifth configuration example is different from the second configuration example in the installation mode of the DC reactor of the boost chopper circuit, and the other configurations are the same as the second configuration example.
  • a configuration different from the second configuration example will be described, and description of other common configurations will be omitted.
  • the DC reactor 21E included in the step-up chopper circuit of the fifth configuration example is composed of a single-winding transformer with a trap, like the DC reactor 21B of the step-up chopper circuit of the second configuration example, but is different in the installation mode for the power supply line. ..
  • the DC reactor 21B of the second configuration example is connected to the low-voltage power supply line of the DC power supply unit, whereas the DC reactor 21E of the fifth configuration example is connected to the high-voltage power supply line of the DC power supply unit. Connected.
  • the DC reactor 21E by the tapped single-winding transformer is configured by serially connecting the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21b which are magnetically coupled to each other.
  • the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21b are connected to each other.
  • the connection point of is the tap point.
  • One end of the first DC reactor 21a is connected to the terminal B on the high voltage side of the DC power supply unit, one end of the second DC reactor 21b is connected to the load side and grounded, and the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21a are connected to each other.
  • the tap point of the connection point of the DC reactor 21b is connected to the drain D end of the switching element 22.
  • the tap point of the connection point of the DC reactor 21E is grounded via the second DC reactor 21b, the terminal B to the first DC reactor 21a, and the switching element 22 in the ON state.
  • a current flows to the terminal A via the.
  • electromagnetic energy is accumulated in the first DC reactor 21a.
  • the reactor voltage VDDL1 is applied to the first DC reactor 21a by the reactor current iL that flows due to the stored energy stored in the first DC reactor 21a of the DC reactor 21E. Then, a reactor voltage V DCL2 is generated in the second DC reactor 21b.
  • the boost chopper circuit raises the output voltage Vo by repeating the ON operation and the OFF operation of the switching element 22 as in the first configuration example.
  • the voltage ratio between the reactor voltage V DCL1 of the first DC reactor 21a and the reactor voltage V DCL2 of the second DC reactor 21b is a value corresponding to the ratio of the inductance ratio of the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21b. Become.
  • the winding number ratio of the tapped single-turn coil of the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21b of the DC reactor 21E is n1p:n2p
  • the voltage ratio (VDCL1/VDCL2) of the DC reactor 21b to the reactor voltage V DCL2 is the winding number ratio (n1p/n2p).
  • the regeneration unit 30A of the fifth configuration example operates similarly by applying the reactor voltage V DCL1 of the first DC reactor 21a of the DC reactor 21E instead of the reactor voltage V DCL of the DC reactor 21A of the first configuration example. ..
  • the regenerative unit 30A regenerates a voltage component exceeding the set voltage to the DC power supply unit to clamp the reactor voltage to the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1). Function as.
  • the clamp voltage of the clamp voltage section is determined by the capacitor voltage VC1.
  • the regeneration unit 30A clamps the upper limit voltage at the source end of the switching element 22 and the output end of the DC pulse power supply device to the capacitor voltage VC1, and applies an excessive voltage to the drain-source voltage VDS of the switching element 22. It is suppressed that the output voltage fluctuates due to the fluctuation of the load current.
  • one end of the capacitor 32 (C1) is connected to the connection point between the first DC reactor 21a and the second DC reactor 21b of the DC reactor 21E, and the other end is connected via the diode 31 to the first DC reactor.
  • 21a is connected to the end on the DC power supply side and a reactor voltage V DCL1 generated in the first DC reactor 21a is applied.
  • the regeneration unit 30A regenerates the voltage for which the reactor voltage V DCL1 exceeds the capacitor voltage V C1 of the capacitor 32 (C1). Therefore, the regeneration unit 30A performs the regeneration operation using the capacitor voltage VC1 of the capacitor 32 (C1) as the threshold value as in the first configuration example.
  • FIG. 5B shows the output voltage Vo in the regenerative state in the fifth configuration example, as in the second configuration example.
  • the DC pulse power supply device outputs the pulse output of the output voltage Vo with the switching cycle of the step-up chopper circuit as the pulse cycle T.
  • the pulse output has an on period Ton in which the switching element is in the on state and an off period Toff in which the switching element is in the off state within the pulse period T.
  • the output voltage Vo during the on period Ton is a voltage value corresponding to the reactor voltage VDCL2.
  • the output voltage Vo during the off period Toff becomes (VAB+VDCL1+VDCL2) in which the reactor voltage V DCL1 of the first DC reactor 21a and the reactor voltage V DCL2 of the second DC reactor 21b are superimposed on the DC voltage V AB of the DC power supply unit.
  • the reactor voltage VDCL1 is clamped to the capacitor voltage VC1
  • the output voltage Vo becomes (VAB+VC1+VDCL2). Since the DC voltage VAB and the capacitor voltage VC1 are constant voltages, the output voltage Vo of the pulse output is maintained at a substantially constant voltage.
  • the broken line portion in FIG. 5(b) represents the suppression voltage.
  • the voltage applied to the source terminal of the switching element changes from VDCL1 to VC1 due to the clamp of the capacitor voltage VC1 due to regeneration, whereby the voltage (VDCL1-VC1) is suppressed.
  • the reactor voltage V DCL1 since the reactor voltage V DCL1 is suppressed, the reactor voltage V DCL2 generated by the second DC reactor 21b is also suppressed to (V DCL1 ⁇ VC1) ⁇ (n2p/n1p) according to the winding ratio. Therefore, the clamped amount of the output voltage is (V DCL1-VC1) ⁇ (1+n2p/n1p).
  • the DC pulse power supply device of the present invention can be applied as a power source for supplying power to a plasma generator, and can also be used as a power supply device for supplying pulse output to a load such as pulse laser excitation or an electric discharge machine.

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Abstract

直流パルス電源装置は、直流電源部（１０）と、直流電源部に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部（２０）とを備え、クランプ電圧部（３０）は、その出力端を直流リアクトル（２１）とスイッチング素子（２２）の接続点（ｓ）に接続され、スイッチング素子（２２）の一端にクランプ電圧（ＶC）を印加する。昇圧チョッパ回路のオフ期間（Ｔoff）においてスイッチング素子の両端電圧をクランプすることにより、スイッチング素子の損傷を防ぐと共に、負荷電流変動に伴う出力電圧の変動、及び負荷電流や放電電流が抵抗を流れることによる電力損失を抑制する。

Description

直流パルス電源装置
　本発明は、負荷にパルス出力を供給する直流パルス電源装置に関する。
　直流パルス電源装置が出力するパルス出力は、直流電圧のオン状態とオフ状態とを数Hz～数百kHzで繰り返す高周波（ＲＦ）出力である。
　直流パルス電源装置は、プラズマ発生用装置、パルスレーザ励起、放電加工機等の負荷へパルス出力を供給する電源装置として用いられる。直流電源装置をプラズマ発生用装置に用いる場合には、パルス出力をプラズマ発生チャンバ内の電極間に供給し、電極間の放電によるプラズマを着火させ、発生したプラズマを維持する。
　図１１（ａ）は直流パルス電源装置の一構成例を示している。直流パルス電源装置ではパルス波形を発生する回路として昇圧チョッパ回路を備える構成が知られている。直流パルス電源装置１００は直流電源１１０と昇圧チョッパ回路１２０とで構成され、直流電源１１０の直流電圧を昇圧チョッパ回路１２０により昇圧したパルス出力を負荷１３０に供給する（特許文献１，２）。
　図１１（ｂ）は昇圧チョッパ回路の構成例を示している（特許文献３）。昇圧チョッパ回路１２０は、直流電源側と負荷側との間にインダクタ１２１を直列接続し、負荷側に対してスイッチング素子１２２を並列接続して構成され、スイッチング素子１２２のオン期間とオフ期間の時間幅のデューティー比に応じて昇圧されたパルス出力が形成される。このオン／オフ動作において、インダクタ１２１の直流リアクトルにはオン期間の時間幅に応じたエネルギーが蓄積され、蓄積エネルギーに応じて昇圧された振幅のパルス出力が形成される。パルス出力は、スイッチング素子のオン／オフ期間の時間幅のデューティー比により昇圧される振幅が定まるが、スイッチング素子１２２のオフ時に、直流リアクトルの漏れインダクタンスで発生する振動等により、設定された振幅を超えるサージ電圧が発生する。
　図１１（ｂ）に示す昇圧チョッパ回路では、電源と同極性のダイオード１２３と抵抗１２４の直列回路をインダクタ１２１に並列接続し、インダクタ１２１に蓄積されたエネルギーによる逆電圧を抵抗１２４で消費させて、過剰な電圧上昇によるサージ電圧を抑制している。
　サージ電圧を抵抗により抑制する他、スイッチング素子にスナバ回路を並列接続し、サージ電圧をスナバ回路のスナバコンデンサに吸収させることによりサージ電圧を抑制する手法も知られている（特許文献４）。図１１（ｃ）は、直流電源１２５に接続され、スイッチング素子１２７をオンすることにより直流リアクトル１２６にエネルギーを蓄積させ、スイッチング素子１２７のオフ期間に蓄積エネルギーを出力側コンデンサ１２８に充電することにより負荷に直流電源１２５より高い電圧を供給し、スイッチング素子１２７のオフ時に発生するサージ電圧をスナバコンデンサにより吸収してスイッチング素子１２７の過剰電圧による破壊を防止するスイッチング素子１２７を備えた昇圧チョッパ装置の構成例を示している。
特開平８－２２２２５８号公報（図１、段落００１２） 特開２００６－６０５３号公報（図１） 特開平１－２５２１６５号公報（図１） 特開２００４－２５４４０１号公報（段落０００５、段落００１０、図５）
　サージ電圧が発生すると、スイッチング素子のドレイン・ソース間の電圧がサージ電圧により過剰電圧となり、スイッチング素子が損傷するおそれがある。サージ電圧を抑制する方法として（ｉ）サージ電圧を抵抗により抑制する方法や、（ii）スナバ回路を用いる方法が知られているが、出力電圧の変動や電力損失の課題がある。
　（ｉ）インダクタンスの蓄積エネルギーの放出を抵抗で消費させることによりサージ電圧を抑制する手法では、インダクタンスＬの蓄積エネルギーによってリアクトル電圧ＶDCLが発生するため、インダクタンスに並列接続された抵抗Ｒにはリアクトル電圧ＶDCLとほぼ同電圧の抵抗電圧ＶRが発生する。この抵抗Ｒは、インダクタンスの蓄積エネルギーの放出により急激に電圧上昇するサージ電圧およびスイッチング素子のオン／オフにより発生するサージ電圧を抑制する。
　図１１（ｄ）はパルス周期における出力電圧Ｖoを示している。スイッチング素子がオン状態のオン期間Ｔonでは、出力電圧Ｖoはスイッチング素子の導通電圧となり、スイッチング素子がオフ状態のオフ期間Ｔoffでは、出力電圧Ｖoは直流電源の直流電圧ＶABに抵抗電圧ＶRが加算されたＶo＝ＶAB＋ＶRとなる。なお、図１１（ｂ）に示す回路では、スイッチング素子１２２のソース端Ｓの電圧Ｖsは出力電圧Ｖoと同電圧となる。抵抗Ｒは、低抵抗にすることでサージ電圧を抑制することができるが、リアクトル電圧VDCLと同様の電圧が印加されるため、抵抗Ｒが小さくなるほど抵抗での損失が大きくなる。したがって、抵抗損失とサージ電圧との間には、抵抗Ｒに対して互いに相反する関係があり、抵抗Ｒが大きいほど、抵抗による損失は小さくなるがサージ電圧は大きくなり、他方、抵抗Ｒが小さいほど、サージ電圧は小さくなるが抵抗損失は大きくなる。
　リアクトル電圧ＶDCLはリアクトル電流ｉL（負荷電流Ｉo）に応じて変動する。負荷電流がＩoであるとき抵抗Ｒに発生する電圧をＶR1とすると、負荷電流がＫ倍のＫ×Ｉoに変動したときには抵抗Ｒに発生する電圧ＶR2はＶR2＝Ｋ×ＶR1となる。なお、ここでＫはスイッチング素子のデューティー比や負荷電流Ｉoの条件に依存して変化する。したがって、インダクタンスＬのサージにより抵抗電圧ＶR及び出力電圧Ｖｏはデューティー比や負荷電流Ｉoの変動の影響を受けて変動することになる。
　したがって、直流パルス電源装置の出力電圧Ｖo、及びスイッチング素子の端子電圧は負荷電流Ｉoの変動の影響を受けて変動することになる。また、抵抗Ｒでは電力損失が発生するため、直流パルス電源装置の効率が低下する。
　（ii）サージ電圧をスナバ回路のスナバコンデンサに吸収させることによりサージ電圧を抑制する手法では、スナバコンデンサに吸収させたエネルギーをスナバ放電抵抗に流すことで消費させるため、スナバ放電抵抗に放電電流が流れることにより電流損失が発生し、直流パルス電源装置の効率が低下する。
　したがって、従来知られるサージ電圧によるスイッチング素子の損傷を防ぐ手法では、出力電圧が変動するという課題、抵抗に電流が流れることで生じる電力損失の課題がある。
　本発明は前記した従来の問題点を解決し、直流パルス電源装置において、サージ電圧の過剰電圧によるスイッチング素子の損傷を防ぐことを目的とする。
　更に、スイッチング素子の損傷を防ぐと共に、負荷電流変動に伴う出力電圧の変動の課題、及び負荷電流や放電電流が抵抗を流れることによる電力損失の課題を解決することを目的とする。
　本発明の直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路のオフ期間においてリアクトルの両端電圧をクランプすることにより、リアクトルに発生するサージ電圧を抑制し、スイッチング素子の損傷を防ぐと共に、負荷電流変動に伴う出力電圧の変動、及び負荷電流や放電電流が抵抗を流れることによる電力損失を抑制する。
　本発明の直流パルス電源装置は、直流電源部と、直流電源部に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部とを備える。パルス部の昇圧チョッパ回路は、直流リアクトルとスイッチング素子の直列回路とを備え、直流リアクトルにはクランプ電圧部が接続される。クランプ電圧部は、その出力端を直流リアクトルとスイッチング素子の接続点に接続される。これにより、スイッチング素子の一端にクランプ電圧が印加される。
　昇圧チョッパ回路のスイッチング素子がオンからオフに切り替わる際に、スイッチング素子がオン状態にあるときに直流リアクトルに蓄積された蓄積エネルギーにより過剰電圧であるサージ電圧が発生する。スイッチング素子のオフ期間において、クランプ電圧部はスイッチング素子の素子間電圧を所定電圧にクランプする。クランプする所定電圧をスイッチング素子の許容電圧内とすることにより、サージ電圧による素子破壊を抑制する。
　クランプ電圧部は負荷電流の変動の影響を受けないため、出力電圧は負荷電流変動に伴う変動は発生しない。また、クランプ電圧部は負荷電流や放電電流がスナバ回路の抵抗を流れることによる電力損失は発生しない。
（クランプ電圧部）
　クランプ電圧部の一構成例は回生部により構成される。回生部は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの両端間に接続され、直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を直流電源部に回生する。回生部は設定電圧を越える電圧分を直流電源部に回生することから、この設定電圧はクランプ電圧部のクランプ電圧となり、スイッチング素子がオフ状態において、クランプ電圧部の出力端が接続される直流リアクトルの端部及びスイッチング素子の一端の電圧をクランプ電圧にクランプする。
　回生部の一構成例は、パルス部のリアクトル電圧に対して並列接続されたキャパシタと、キャパシタのキャパシタ電圧を直交変換するインバータ回路と、インバータ回路の交流電圧を変圧する変圧器と、変圧器の交流電圧を整流する整流器とを備える。回生部は設定電圧をキャパシタの両端電圧とし、両端電圧を超える電圧分を直流電源部へ回生する。クランプ電圧は変圧器の変圧比により可変とすることができる。
　回生部の一端をパルス部の低電圧側入力端に接続する回路構成においては、低電圧側の電圧を基準とする直流リアクトルのリアクトル電圧を回生入力電圧とする。
（直流リアクトル）
　直流リアクトルは、タップ無し単巻きトランスの形態、又は磁気結合する２つの直流リアクトルをタップ付き単巻きトランス又は複巻きトランスで構成することができる。
　直流リアクトルが磁気結合された第２の直流リアクトルを備える構成では、直流リアクトルの一端は直流電源部の出力端に接続され、第２の直流リアクトルの一端はパルス部の出力端に接続され、直流リアクトルと第２の直流リアクトルの接続点は、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子のソース側に接続される。直流リアクトルと第２の直流リアクトルとの接続点にはクランプ電圧部の出力端が接続される。
　クランプ電圧部は、スイッチング素子がオフ状態において、クランプ電圧部の出力端が接続される直流リアクトルの端部と第２の直流リアクトルとの接続点、及びスイッチング素子の一端の電圧をクランプ電圧にクランプする。
　直流リアクトルは、直流リアクトルをパルス部の低電圧側に設ける第１の形態及びパルス部の高電圧側に設ける第２の形態とすることができる。第１の形態及び第２の形態は、何れも、直流リアクトルの高電圧側をクランプ電圧部（回生部）の高電圧側に接続し、直流リアクトルの低電圧側をクランプ電圧部（回生部）の低電圧側に接続する。直流リアクトルのリアクトル電圧は、直流電源部の低電圧側の電圧を基準とする回生入力電圧として回生部に入力される。
　以上説明したように、本発明によれば、昇圧チョッパ回路のオフ期間においてスイッチング素子の両端電圧をクランプすることにより、スイッチング素子の損傷を防ぐと共に、負荷電流変動に伴う出力電圧の変動、及び負荷電流や放電電流が抵抗を流れることによる電力損失を抑制する。
本発明の直流パルス電源装置の概略構成を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源装置の概略構成を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源装置の第１の構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源装置の第１の構成例の電圧状態を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源装置の出力電圧Ｖoを説明するための図である。 本発明の直流パルス電源装置の回生部の構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源装置の第２の構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源装置の第３の構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源装置の第４の構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源装置の第５の構成例を説明するための図である。 従来の直流パルス電源装置、昇圧チョッパ回路の構成例を説明するための図である。
　本発明の直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路のオフ期間においてスイッチング素子の両端電圧をクランプすることにより、スイッチング素子の損傷を防ぐと共に、負荷電流変動に伴う出力電圧の変動、及び負荷電流や放電電流が抵抗を流れることによる電力損失を抑制する。
　以下、本発明の直流パルス電源装置の２つの形態について説明する。第１の形態は、昇圧チョッパ回路の直流リアクトルを１つの直流リアクトルとする形態であり、タップ無し単巻きトランスで構成することができる。第２の形態は、磁気結合する２つの直流リアクトルとする形態であり、タップ付き単巻きトランスによる構成、あるいは磁気結合する２つの直流リアクトル又は複巻きトランスで構成することができる。
　図１（ａ）～（ｅ）は本発明の直流パルス電源装置が備えるパルス部及びクランプ電圧部の概略構成、及び電圧を説明するための図であり、第１の形態を図１（ａ），（ｂ）を用いて説明し、第２の形態を図１（ｃ）～（ｅ）を用いて説明する。なお、図１（ａ）～（ｅ）は直流リアクトルをパルス部の低電圧側に設ける構成を示している。
　直流パルス電源装置は、直流電源部１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部２０と、クランプ電圧部３０を備える。なお、図１では直流電源部側の端子をＡ，Ｂで表記し、低電圧側を端子Ａとし高電圧側を端子Ｂとする例を示している。
（パルス部）
　パルス部２０は、直流リアクトル２１とスイッチング素子２２の直列接続からなる昇圧チョッパ回路を備え、直流リアクトル２１は直流電源部１０と負荷との間に直列接続され、スイッチング素子２２は負荷に対して並列接続される。図１では負荷をパルス部２０の出力端の接続されたコンデンサで表している。
　パルス部２０において、昇圧チョッパ回路のオン動作時には直流リアクトル２１に蓄積エネルギーが蓄積され、オフ動作時においてこの蓄積エネルギーにより直流リアクトル２１にリアクトル電圧が発生する。リアクトル電圧は昇圧チョッパ回路のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより昇圧する。
　図１（ａ），（ｂ）はタップ無し単巻きトランスの負荷側の端部にスイッチング素子２２のソースＳ側を接続する構成を示し、図１（ｃ）～（ｅ）はタップ付き単巻きトランスのタップにスイッチング素子２２のソースＳ側を接続する構成を示している。
（クランプ電圧部）
　クランプ電圧部３０はスイッチング素子２２の素子間電圧を所定電圧にクランプする回路部であり、回生部により構成することができる。回生部は、直流リアクトル２１のリアクトル電圧ＶDCLを入力し、設定電圧である回生入力電圧Ｖinを超える過剰電圧分（ＶDCL－Ｖin）を直流電源部に回生する。
　回生部は、リアクトル電圧ＶDCLが設定電圧を超えない場合には回生を行わず、設定電圧を超えた場合には設定電圧を超えた電圧分を直流電源部に回生する。これにより、昇圧チョッパ回路の昇圧は設定電圧にクランプされ、過剰電圧の発生が抑止される。
　設定電圧は回生部の回生入力電圧Ｖinで定められ、直流リアクトル２１のリアクトル電圧ＶDCLが回生部の回生入力電圧Ｖinを超えない場合には回生部による回生は行われず、回生部の回生入力電圧Ｖinを超えた場合には、超えた電圧分（ＶDCL－Ｖin）について回生部により直流電源部側へ回生される。回生動作を規定する設定電圧である回生部の回生入力電圧Ｖinは、直流電源部の直流電圧ＶAB、及び回生部に基づいて設定することができる。
　回生部の一構成例は、パルス部２０のリアクトル電圧に対して並列接続されるキャパシタと、キャパシタ両端のキャパシタ電圧を直交変換するインバータ回路と、インバータ回路の交流電圧を変圧する変圧器と、変圧器の交流電圧を整流する整流器とを備え、整流器の出力端は直流電源部に接続される。
　変圧器の変圧比は、キャパシタの両端電圧と直流電源部の電圧との電圧比を定める。回生部のキャパシタ電圧は直流電源部の電圧と変圧器の変圧比によって定まるため、回生部はこのキャパシタ電圧を回生入力電圧Ｖinの設定電圧として回生動作の開始及び停止の動作を行う。設定電圧は直流電源部の電圧及び変圧器の変圧比に依存するため、変圧器の変圧比を変えることにより設定電圧を変更することができる。設定電圧を変更することにより、昇圧チョッパ回路におけるクランプ電圧を変更すると共に、回生動作の動作電圧を変更することができる。
　昇圧チョッパ回路において、直流リアクトル２１は、直流電源部と昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側との間に接続される。昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側は、直流リアクトル２１の負荷側の端部、又は直流リアクトル２１のタップに接続する。
（クランプ電圧部（回生部）と直流リアクトルとの接続形態）
　クランプ電圧部３０とパルス部２０の直流リアクトルとの接続は複数の形態とすることができる。第１の形態は直流リアクトルとしてタップ無し単巻きトランスを備え、クランプ電圧部３０の出力端を直流リアクトル２１の負荷側に接続し、他端を直流電源部側に接続する形態である（図１（ａ）に示す構成例）。
　第２の形態は直流リアクトルとしてタップ付き単巻きトランスを備え、クランプ電圧部３０の出力端を第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点ｓに接続し、他端を直流電源部側の端子Ａに接続する形態（図１（ｃ）に示す構成例）である。
　（第１の形態）
　第１の形態では、図１（ａ）に示すように、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側を直流リアクトル２１の負荷側の端部に接続すると共に、この接続点ｓにクランプ電圧部３０の出力端を接続する。直流リアクトル２１とスイッチング素子２２のソースＳ側とのｓはクランプ電圧部３０のクランプ電圧ＶCによりクランプされ、接続点ｓの電圧Ｖsは直流電源部の直流電圧ＶABにクランプ電圧ＶCが重畳された（ＶAB＋ＶC）となる。
　図１（ｂ）は第１の形態の構成の電圧状態を示し、接続点sの電圧Ｖs及び出力電圧Ｖoを示している。なお、第１の形態の構成では、接続点ｓの電圧Ｖsと出力電圧Ｖoは同一電圧となる。直流リアクトル２１に蓄積されたエネルギーの放出によって電圧が上昇した場合であっても、接続点ｓの電圧はクランプ電圧部３０のクランプ電圧ＶCによりクランプされる。これにより、電圧Ｖs及び出力電圧Ｖoの電圧は（ＶAB＋ＶC）に保持され、過剰な電圧上昇が抑制される。これに対して、図１１（ｂ）に示したインダクタンスに抵抗Ｒを並列接続した構成では、図１（ｂ）の一点鎖線の電圧変化で示すように、スイッチング素子のオフ時に急激に増加してサージ電圧が発生する。抵抗Ｒは、低抵抗にすることでサージ電圧を抑制することができるが、リアクトル電圧VDCLと同様の電圧が印加されるため、損失が大きくなる。
　第１の形態において、クランプ電圧部３０を回生部で構成する場合には、回生部には直流リアクトル２１の全リアクトル電圧が入力され、回生部の設定電圧との比較に基づいて回生動作が行われる。回生先は例えば直流電源部とすることができる。
　（第２の形態）
　第２の形態では、図１（ｃ）に示すように、直流リアクトル２１は磁気結合された第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの直列回路で構成され、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側を第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのタップに接続すると共に、このタップを接続点ｓとしてクランプ電圧部３０の出力端を接続する。したがって、接続点ｓには、直流リアクトル２１のタップ、及びクランプ電圧源の出力端及び昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側が接続される。
　直流リアクトル２１のタップとスイッチング素子２２のソースＳ側との接続点ｓはクランプ電圧部３０のクランプ電圧ＶCによりクランプされ、接続点ｓの電圧Ｖsは直流電源部直流電圧ＶABにクランプ電圧ＶCが重畳された（ＶAB＋ＶC）となる。
　図１（ｄ），（ｅ）は第２の形態の構成の電圧状態を示し、図１（ｄ）は接続点ｓの電圧Ｖsを示し、図１（ｅ）は出力電圧Ｖoを示している。直流リアクトル２１に蓄積されたエネルギーの放出によって電圧が上昇した場合であっても、接続点ｓの電圧はクランプ電圧部３０のクランプ電圧ＶCによりクランプされる。これにより、電圧Ｖsは（ＶAB＋ＶC）に保持され、出力電圧Ｖoの電圧は（ＶAB＋ＶC＋ＶDCL2）に保持され、過剰な電圧上昇が抑制される。これに対して、図１１（ｂ）に示したインダクタンスに抵抗Ｒを並列接続した構成では、図１（ｄ），（ｅ）の一点鎖線の電圧変化で示すように、スイッチング素子のオフ時に急激に増加してサージ電圧が発生する。抵抗Ｒは、低抵抗にすることでサージ電圧を抑制することができるが、リアクトル電圧VDCLと同様の電圧が印加されるため、損失が大きくなる。
　第２の形態において、クランプ電圧部３０を回生部で構成する場合には、回生部には直流リアクトル２１の第１の直流リアクトル２１ａの両端電圧がリアクトル電圧として入力され、回生部の設定電圧との比較に基づいて回生動作が行われる。回生先は例えば直流電源部とすることができる。
　第２の形態において、スイッチング素子へのサージ電圧を抑制するには、クランプ電圧部３０を直流リアクトル２１とスイッチング素子２２の接続点である中点に接続する構成が望ましい。
　直流リアクトル２１とスイッチング素子２２の接続点にクランプ電圧部３０の出力端を接続する構成において、直流リアクトル２１が第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂより構成される場合において、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとの接続点にクランプ電圧部３０の出力端を接続する。
　磁気結合された第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂにおいて、理想的な場合の結合係数は１であるが、実際の結合係数は１よりも小さくなる。これは漏れ磁束の影響によるものであり、この漏れ磁束が第１の直流リアクトル２１ａ及び第２の直流リアクトル２１ｂに直列接続された漏れインダクタンス２１ｃとなる。この構成において、クランプ電圧部３０を接続することにより漏れインダクタンス２１ｃによるサージ電圧の発生は、抑制される。
　図２を用いて、クランプ電圧部３０の出力端と直流リアクトル２１との接続位置とサージ電圧との関係を説明する。
　図２（ａ）～（ｃ）は、クランプ電圧部３０の出力端の一方を直流電源部側に接続し、他方を第２の直流リアクトル２１ｂの負荷側に接続した場合を示している。
　この構成例でおいて、スイッチング素子２２のソース端Ｓにおける電圧Ｖs、クランプ電圧部３０のクランプ電圧ＶCにクランプされなくなる。第１の直流リアクトル２１ａに発生する電圧はＶDCL1となる。また、漏れインダクタンス２１ｃによるサージ電圧は、ＶLとなる。つまり、電圧ＶｓにはＶDCL1＋ＶLの電圧が発生する。図２（ｂ）に示すように、電圧ＶｓはＶｓ＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶLとなり、サージ電圧ＶLが含まれるため、電圧Ｖｓはサージ電圧の影響を受ける。
　また、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2＋ＶLとなる。出力電圧Ｖoに含まれる電圧分（ＶDCL1＋ＶDCL2＋ＶL）は、第１の直流リアクトル２１ａのインダクタンスによる電圧分（ＶDCL1）と第２の直流リアクトル２１ｂのインダクタンスによる電圧分（ＶDCL2）と漏れインダクタンス２１ｃの漏れインダクタンスによるサージ電圧分（ＶL）とが加算されたものであるため、出力電圧Ｖoはサージ電圧の影響を受ける。
　上記の説明からサージ電圧ＶLの発生を抑制するために、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとの接続点にクランプ電圧部３０の出力端を接続する。
　本発明の直流パルス電源装置について、第１の構成例～第５の構成例を図３～図１０を用いて説明する。第１の構成例～第５の構成例の各構成例では、クランプ電圧部３０を回生部３０Ａにより構成する例を示している。
　第１の構成例は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの両端のリアクトル電圧を回生する構成であり、第２～第５の構成例は昇圧チョッパ回路の磁気結合する二つの直流リアクトルの一方の直流リアクトルのリアクトル電圧を回生する構成であり、第２，５の構成例は磁気結合する二つの直流リアクトルをタップ付き単巻きトランスとする構成であり、第３，４の構成例は磁気結合する二つの直流リアクトルを複巻きトランスとする構成である。
また、回生するリアクトル電圧について、第１～第５の構成例は直流電源部の低電圧側の電圧を基準電圧としている。
［直流パルス電源装置の第１の構成例］
　本発明の直流パルス電源装置の第１の構成例、及び電圧状態を図３、及び図４，５を用いて説明する。
　本発明の直流パルス電源装置は、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路により発生したパルス出力を負荷４に供給するパルス部２０Ａと、パルス部２０Ａで発生する過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生して、スイッチング素子２２のソース端及び直流パルス電源装置の出力端の上限電圧をクランプ電圧にクランプするクランプ電圧部として回生部３０Ａを備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。制御回路部４０は直流電源部１０、パルス部２０Ａ、及び回生部３０Ａを制御する。図３では、負荷４としてプラズマ発生装置の例を示しているが、負荷４はプラズマ発生装置に限らず、パルスレーザ励起、放電加工機等に適用してもよい。
（直流電源部）
　直流電源部（ＤＣ部）１０は、交流電源２の交流電圧を直流電圧に整流する整流器１１と、整流時に発生する過渡的に発生するスパイク状の高電圧を吸収して抑制するスナバ回路１２と、直流電圧を交流電圧に変換する単相インバータ回路１３と、単相インバータ回路１３の交流電圧を所定の電圧値に電圧変換する単相変圧器１４と、単相変圧器１４で電圧変換された交流電圧を直流電圧に整流する整流器１５と、両端電圧を直流電源部の直流電圧とするキャパシタ１６（ＣF）を備える。キャパシタ１６の一端は接地され、他端に負電圧の低電圧が形成される。なお、図３に示す構成では、負荷４としてプラズマ発生装置の容量負荷の例を示している。ここでは、プラズマ発生装置の一端を接地して負電圧を供給しているため、直流電源部１０は負電圧のパルス出力を発生する構成を示している。
　単相インバータ回路１３は、制御回路部４０からの制御信号によりスイッチング動作を行って、直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換する。直流電源部１０を構成する、整流器１１，１５、スナバ回路１２、単相インバータ回路１３、単相変圧器１４の各回路要素は通常に知られる任意の回路構成とすることができる。
（パルス部）
　パルス部２０Ａは昇圧チョッパ回路により直流電圧からパルス波形を生成する。昇圧チョッパ回路は、直流電源部側と負荷側との間に直列接続された直流リアクトル２１Ａと、負荷側に対して並列接続されたスイッチング素子（Ｑ1）２２と、スイッチング素子２２のオン／オフ動作を駆動する駆動回路２３を備える。パルス部２０Ａの直流電源部側は、接地された端子Ｂと低電圧側として負電圧の端子Ａを備える。図示するスイッチング素子２２はＦＥＴの例を示し、ソースＳ側を低電圧側にドレインＤ側を接地電圧側に接続し、ゲートＧ側には駆動回路２３からの駆動信号が入力される。
　制御回路部４０は、昇圧チョッパ回路を動作させるのに、目標のパルス出力に対応してスイッチング素子２２のオン期間とオフ期間の時間幅ないしデューティー比を定める信号を生成すると共に、直流電源部１０の出力端の電圧、及び電流に基づいて制御信号を生成する。
　駆動回路２３は、制御回路部４０の制御信号に基づいてスイッチング素子２２のゲートＧに駆動信号を出力し、スイッチング素子２２のオン／オフ動作を行わせる。
　スイッチング素子２２のソースＳ側は直流リアクトル２１Ａの負荷側に接続され、スイッチング素子２２のドレインＤ側は接地される。スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１Ａの負荷側は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１Ａを介して端子Ａに電流が流れる。この際、直流リアクトル２１Ａには電磁エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１Ａに蓄積された蓄積エネルギーにより直流リアクトル２１Ａにはリアクトル電圧ＶDCLが発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことによりオン／オフ時間のデューティー比に応じて出力電圧Ｖoを上昇させる。
（クランプ電圧部：回生部）
　回生部３０Ａは昇圧チョッパ回路の直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を直流電源部に回生する。回生部３０Ａは、ダイオード３１、キャパシタ３２（Ｃ1）、インバータ回路３３，変圧器３４，整流器３５を備える。回生部３０Ａは、リアクトル電圧が設定電圧を超える際には、設定電圧を超える電圧分を直流電源部に回生することにより、リアクトル電圧をキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1にクランプするクランプ電圧部として機能する。このとき、クランプ電圧部のクランプ電圧はキャパシタ電圧ＶC1で定まる。回生部３０Ａ（クランプ電圧部３０）は、スイッチング素子２２のソース端及び直流パルス電源装置の出力端の上限電圧をキャパシタ電圧ＶC1にクランプし、スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSに過剰電圧が印加されること抑制し、負荷電流変動に伴う出力電圧が変動することを抑制する。
　キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１Ａの負荷側端部に接続され、他端はダイオード３１を介して直流リアクトル２１Ａの直流電源部側の端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ａに発生するリアクトル電圧が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源部の直流電圧ＶABに基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部２０Ａから回生部３０Ａのキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０Ａによる回生が行われる。したがって、回生部３０Ａはキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。なお、キャパシタ電圧ＶC1は図１の回生入力電圧Ｖinに対応する電圧である。
　キャパシタ電圧ＶC1を定める方法としては、変圧器３４の変圧比を変更する他に、インバータ回路３３の出力を制御する方式がある。たとえば、ＰＷＭ制御や位相シフト制御などがあるが、インバータ回路の出力を制御する方式であれば、この限りではない。
　また、図３に示す回路構成では、回生部３０Ａは、一端がパルス部２０Ａの低電圧側入力端に接続された構成であり、低電圧側の電圧（負電圧）を基準として直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLを回生入力電圧Ｖinとして回生を行う。
　インバータ回路３３はキャパシタ３２側の直流電圧と変圧器３４側の交流電圧との間で直交変換を行い、キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を直流電源部の直流電圧ＶABに基づいて一定電圧に保持すると共に、リアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合にはその越えた電圧分を交流に変換して直流電源部側に回生する。キャパシタ電圧ＶC1は一定電圧に保持されることから、直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされる。インバータ回路３３は、例えば、スイッチング素子のブリッジ回路で構成することができる。スイッチング素子の開閉動作は制御回路部４０からの制御信号αにより制御される。
　変圧器３４は、直流電源部１０の直流電圧ＶABとキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1との電圧比率を変圧比に基づいて変調する。変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合には、直流電圧ＶABとキャパシタ電圧ＶC1との間の電圧関係は、ＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABで表される。
　整流器３５は変圧器３４側の交流電圧を直流電源部１０側の直流電圧に整流する。整流器３５の直流側端子は直流電源部１０の端子Ａ、Ｂに接続され、キャパシタ電圧ＶC1が直流電圧ＶABに基づいた電圧を超える場合のみに、直流電源部１０に電力を回生する。
　なお、回生部３０Ａの構成は直流リアクトル２１Ａの両端電圧を所定電圧のクランプする機能、及び所定電圧を越える電力分を直流電源部側に回生する機能を備える構成であれば、上記した構成に限られるものではない。
（直流パルス電源装置の電圧状態）
　直流パルス電源装置の電圧状態について図４及び図５を用いて説明する。図４において、図４（ａ）はスイッチング素子２２（Ｑ1）のオン状態（ｏｎ）とオフ状態（ｏｆｆ）を示し、図４（ｂ）は直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLを示し、図４（ｃ）はスイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSを示し、図４（ｄ）は出力電圧Ｖoを示している。
　以下、図中のＳ１～Ｓ１４は、各段階のオン状態及びオフ状態を示している。Ｓ１、Ｓ３、・・・Ｓ１３の奇数番号を付した状態はスイッチング素子２２がオン状態（ｏｎ）を示し、Ｓ２、Ｓ４、・・・Ｓ１４の偶数番号を付した状態はスイッチング素子２２がオフ状態（ｏｆｆ）を示している。
（ｉ）オン状態（Ｓ１、Ｓ３、・・・、Ｓ１３）：　
　スイッチング素子２２はオン状態にあり（図４（ａ））、直流リアクトル２１Ａの負側の端子は接地されるため、スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSの電圧は０となり（図４（ｃ））、直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLは直流電源部の直流電圧ＶABとなる（図４（ｂ））。出力電圧Ｖoは０Ｖとなる（図４（ｄ））。
（ii）オフ状態（Ｓ２、Ｓ４、・・・、Ｓ１４）：
　オフ状態については、リアクトル電圧ＶDCLが回生動作のしきい値であるキャパシタ電圧ＶC1に達する前の状態（Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６）と、キャパシタ電圧ＶC1に達した後の状態（Ｓ８、Ｓ１０、Ｓ１２、Ｓ１４）について説明する。
（ii-1）Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６の状態：
　スイッチング素子２２はオフ状態にあり（図４（ａ））、直流リアクトル２１Ａには蓄積された蓄積エネルギーの放出によるリアクトル電圧ＶDCLが発生する。リアクトル電圧ＶDCLの電圧値は、オン状態からオフ状態に切り替わる度に上昇する。この電圧上昇において、リアクトル電圧ＶDCLは回生部のキャパシタ電圧ＶC1に達していないため、回生は行われない。なお、図４では負側の電圧値が増加する状態を示している（図４（ｂ））。
　スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSの電圧は、リアクトル電圧ＶDCLに応じた電圧となり徐々に増加するが、回生部のキャパシタ電圧ＶC1に達していない。なお、図４では負側の電圧値が増加する状態を示している（図４（ｃ））。出力電圧Ｖoには、直流電源部の直流電圧ＶABにリアクトル電圧ＶDCLが加わった電圧分が出力される（図４（ｄ））。
（ii-2）　Ｓ８、Ｓ１０、Ｓ１２、Ｓ１４の状態：
　Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６の状態と同様に、スイッチング素子２２はオフ状態にあり（図４（ａ））、直流リアクトル２１Ａには蓄積された蓄積エネルギーの放出によるリアクトル電圧ＶDCLが発生する。Ｓ８、Ｓ１０、Ｓ１２、Ｓ１４の状態では、リアクトル電圧ＶDCLの電圧値がキャパシタ電圧ＶC1に達するため、リアクトル電圧ＶDCLの電圧値はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされ、これ以上の電圧上昇は抑えられる。図４（ｂ）において、実線で示すリアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされた状態を示し、破線で示すリアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされていない場合を比較例として示している。
　スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSの電圧はリアクトル電圧ＶDCLに応じた電圧となり、回生部のキャパシタ電圧ＶC1の電圧に保持される。図４（ｃ）において、実線で示すドレイン・ソース電圧ＶDSはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされた状態を示し、破線で示すドレイン・ソース電圧ＶDSはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされていない場合を比較例として示している。なお、図４では負側の電圧値が増加する状態を示している（図４（ｃ））。
　出力電圧Ｖoには、直流電源部の直流電圧ＶABにリアクトル電圧ＶDCLが加わった電圧分が出力される。リアクトル電圧ＶDCLがクランプされるため、出力電圧Ｖoは一定電圧に保持される（図４（ｄ））。
　図５（ａ）は、第１の構成例において回生状態での出力電圧Ｖoを示している。直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路の切り替え周期をパルス周期Ｔとして出力電圧Ｖoのパルス出力を出力する。パルス出力は、パルス周期Ｔ内にスイッチング素子がオン状態となるオン期間Ｔonと、スイッチング素子がオフ状態となるオフ期間Ｔoffを有する。オン期間Ｔonの出力電圧Ｖoはドレイン・ソース電圧ＶDSに対応する電圧値である。
　一方、オフ期間Ｔoffの出力電圧Ｖoは、直流電源部の直流電圧ＶABにリアクトル電圧ＶDCLが重畳された（ＶAB＋ＶDCL）となるが、リアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため（ＶAB＋ＶC1）となる。直流電圧ＶAB及びキャパシタ電圧ＶC1は一定電圧であるため、パルス出力の出力電圧Ｖoは一定電圧に保持される。図５（ａ）中の破線部分はリアクトル電圧ＶDCLからクランプされたキャパシタ電圧ＶC1を差し引いた抑制電圧分（ＶDCL－ＶC1）を表している。これに対して、図１１（ｂ）に示したインダクタンスに抵抗Ｒを並列接続した構成では、図５（ａ）の一点鎖線の電圧変化で示すように、スイッチング素子のオフ時に急激に増加してサージ電圧が発生する。
（回生部の構成例）
　図６を用いて本発明の直流パルス電源装置の回生部が備えるインバータ回路の回路構成例を説明する。
　回生部３０Ａは、キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1の直流電圧を直交変換して得られた交流電圧を変圧器３４に出力するインバータ回路３３を含んでいる。インバータ回路３３は、スイッチング素子ＱR1～ＱR4からなるブリッジ回路３３ａと、制御信号αに基づいてスイッチング素子ＱR1～ＱR4を駆動する駆動信号を生成する駆動回路３３ｂとを備える。なお、ここでは、ブリッジ回路３３ａとしてフルブリッジ回路の例を示しているが、ハーフブリッジ回路や多相インバータ回路を用いても良い。
［直流パルス電源装置の第２の構成］
　本発明の直流パルス電源装置の第２の構成は、第１の構成と同様に、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路により発生したパルス出力を負荷４に供給するパルス部２０Ｂと、パルス部２０Ｂの過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０Ａと、直流電源部１０、パルス部２０ｂ、及び回生部３０Ａを制御する制御回路部４０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
　図７を用いて本発明の直流パルス電源装置の第２の構成例について説明する。第２の構成例は、パルス部２０の昇圧チョッパ回路の構成において第１の構成例と相違し、その他の構成は第１の構成例と同様である。以下、第１の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。
　第１の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１Ａは単一のコイルで構成される。これに対して、第２の構成例の直流リアクトル２１Ｂは、第１の構成例の昇圧チョッパ回路の単一コイルに代えてタップ付き単巻きトランスで構成される。タップ付き単巻きトランスによる直流リアクトル２１Ｂは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとを直列接続して構成することができ、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点をタップ点としている。第１の直流リアクトル２１ａの一端は直流電源部の低電圧側の端子Ａに接続され、第２の直流リアクトル２１ｂの一端は負荷側に接続され、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点のタップ点はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。
　スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１Ｂの接続点のタップ点は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１Ｂの第１の直流リアクトル２１ａを介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ａに電磁エネルギーが蓄積される。
　次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１Ｂの第１の直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより流れるリアクトル電流ｉLによって第１の直流リアクトル２１ａにはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｂにはリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。
　第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１Ｂの第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのタップ付き単巻きコイルの巻き数比をｎ1p：ｎ2pとした場合には、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。
　第２の構成例の回生部３０Ａは、第１の構成例の直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLに代えて直流リアクトル２１Ｂの第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1を適用することで同様に動作する。回生部３０Ａは、リアクトル電圧が設定電圧を超える際には、設定電圧を超える電圧分を直流電源部に回生することにより、リアクトル電圧をキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1にクランプするクランプ電圧部として機能する。このとき、クランプ電圧部のクランプ電圧はキャパシタ電圧ＶC1で定まる。
回生部３０Ａ（クランプ電圧部３０）は、スイッチング素子２２のソース端及び直流パルス電源装置の出力端の上限電圧をキャパシタ電圧ＶC1にクランプし、スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSに過剰電圧が印加されること抑制し、負荷電流変動に伴う出力電圧が変動することを抑制する。
　回生部３０Ａにおいて、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１Ｂの第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ａの直流電源部側の端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ａに発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）の電圧キャパシタＶC1は、直流電源部の直流電圧ＶAB及び変圧器３４の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部２０Ｂから回生部３０Ａのキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０Ａによる回生が行われる。したがって、回生部３０Ａは第１の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。
　出力電圧Ｖoには、直流電源部の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトルＢのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）が出力される。第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2となる。
　図５（ｂ）は、第２の構成例において回生状態での出力電圧Ｖoを示している。直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路の切り替え周期をパルス周期Ｔとして出力電圧Ｖoのパルス出力を出力する。パルス出力は、パルス周期Ｔ内にスイッチング素子がオン状態となるオン期間Ｔonと、スイッチング素子がオフ状態となるオフ期間Ｔoffを有する。オン期間Ｔonの出力電圧Ｖoはリアクトル電圧ＶDCL2に対応する電圧値である。
　一方、オフ期間Ｔoffの出力電圧Ｖoは、直流電源部の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2とが重畳された（ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）となるが、リアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧Ｖoは（ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2）となる。直流電圧ＶAB及びキャパシタ電圧ＶC1は一定電圧であるため、パルス出力の出力電圧Ｖoはほぼ一定電圧に保持される。
　図５（ｂ）中の破線部分は、抑制電圧分を表している。回生によるキャパシタ電圧ＶC1のクランプにより、スイッチング素子のソース端に印加される電圧はＶDCL1からＶC1となり、これにより（ＶDCL1－ＶC1）の電圧が抑制される。また、リアクトル電圧ＶDCL1が抑制されたことで第２の直流リアクトル２１ｂ発生するリアクトル電圧ＶDCL2も同様に巻線比に応じて(ＶDCL1－ＶC1)×(ｎ2p／ｎ1p)に抑制される。そのため、出力電圧のクランプ分は(ＶDCL１－ＶC1)×(１＋ｎ2p／ｎ1p)になる。これに対して、図１１（ｂ）に示したインダクタンスに抵抗Ｒを並列接続した構成では、図５（ｂ）の一点鎖線の電圧変化で示すように、スイッチング素子のオフ時に急激に増加してサージ電圧が発生する。
［直流パルス電源装置の第３の構成］
　本発明の直流パルス電源装置の第３の構成は、第１，２の構成と同様に、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生し、負荷４に供給するパルス部２０Ｃと、パルス部２０Ｃの過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０Ａと、直流電源部１０、パルス部２０Ｃ、及び回生部３０Ａを制御する制御回路部４０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
　図８を用いて本発明の直流パルス電源装置の第３の構成例について説明する。第３の構成例は、パルス部２０Ｃの昇圧チョッパ回路の構成において第１，２の構成例と相違し、その他の構成は第１，２の構成例と同様である。以下、第１，２の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。
　第２の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１Ｂはタップ付き単巻きトランスで構成される。これに対して、第３の構成例の直流リアクトル２１Ｃは、第２の構成例の昇圧チョッパ回路のタップ付き単巻きトランスに代えて複巻きトランスで構成される。直流リアクトル２１Ｃの複巻きトランスは加極性の変圧器の例を示している。
　複巻きトランスによる直流リアクトル２１Ｃは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとが並列接続された構成である。第１の直流リアクトル２１ａの一端は直流電源部の低電圧側の端子Ａに接続され、他端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。第２の直流リアクトル２１ｂの一端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続され、他端は負荷側に接続される。
　スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１Ｃの第１の直流リアクトル２１ａのスイッチング素子２２側の端部は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び第１の直流リアクトル２１ａを介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ａに電磁エネルギーが蓄積される。
　次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１Ｃの第１の直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより流れるリアクトル電流ｉLによって第１の直流リアクトル２１ａにはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｂには第１の直流リアクトル２１ａとの磁気結合によりリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１，２の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。
　第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１Ｃの第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの複巻きコイルの巻き数比が（ｎ1p：ｎ2p）とした場合には、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。
　第３の構成例の回生部３０Ａは、第２の構成例の直流リアクトル２１Ｂの第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と同様に動作する。回生部３０Ａは、リアクトル電圧が設定電圧を超える際には、設定電圧を超える電圧分を直流電源部に回生することにより、リアクトル電圧をキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1にクランプするクランプ電圧部として機能する。このとき、クランプ電圧部のクランプ電圧はキャパシタ電圧ＶC1で定まる。回生部３０Ａ（クランプ電圧部３０）は、スイッチング素子２２のソース端及び直流パルス電源装置の出力端の上限電圧をキャパシタ電圧ＶC1にクランプし、スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSに過剰電圧が印加されること抑制し、負荷電流変動に伴う出力電圧が変動することを抑制する。
　回生部３０Ａにおいて、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１Ｃの第１の直流リアクトル２１ａのスイッチング素子側の端部に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ａの直流電源部側の端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ａに発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源部の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部から回生部３０Ａのキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０Ａによる回生が行われる。したがって、回生部３０Ａは第１，２の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。
　出力電圧Ｖoには、直流電源部の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）が出力される。第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2となる。なお、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとの巻き数比が（ｎ1p／ｎ2p）であるときには、リアクトル電圧ＶDCL1及びＶDCL2は（ＶDCL1／ＶDCL2＝ｎ1p／ｎ2p）で表される。
[直流パルス電源装置の第４の構成]
　本発明の直流パルス電源装置の第４の構成は、第１，２，３の構成と同様に、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生し、負荷４に供給するパルス部２０Ｄと、パルス部２０Ｄの過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０Ａと、直流電源部１０、パルス部２０Ｄ、及び回生部３０Ａを制御する制御回路部４０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
　図９を用いて本発明の直流パルス電源装置の第４の構成例について説明する。第４の構成例は、パルス部２０Ｄの昇圧チョッパ回路の直流リアクトルを構成するトランスの構成において第３の構成例と相違し、その他の構成は第３の構成例と同様である。
　第３の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１Ｃは加極性の複巻きトランスで構成される。これに対して、第４の構成例の直流リアクトル２１Ｄは、第３の構成例の昇圧チョッパ回路の加極性の複巻きトランスに代えて減極性の複巻きトランスで構成される。
　複巻きトランスによる直流リアクトル２１Ｄは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとを並列接続する構成である。第１の直流リアクトル２１ａの一端は直流電源部の低電圧側の端子Ａに接続され、他端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。第２の直流リアクトル２１ｂ一端は直流電源部の低電圧側の端子Ａに接続され、他端は負荷側に接続される。
　スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１Ｄの第１の直流リアクトル２１ａのスイッチング素子２２側の端部は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び第１の直流リアクトル２１ａを介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ａに電磁エネルギーが蓄積される。
　次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１Ｄの第１の直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより流れるリアクトル電流ｉLによって第１の直流リアクトル２１ａにはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｂには第１の直流リアクトル２１ａとの磁気結合によりリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１，２，３の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。
　第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１Ｄの第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの複巻きコイルの巻き数比が（ｎ1p：ｎ2p）とした場合には、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。
　第４の構成例の回生部の直流リアクトル２１Ｄは、第３の構成例の直流リアクトル２１Ｃの第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と同様に動作する。回生部３０Ａは、リアクトル電圧が設定電圧を超える際には、設定電圧を超える電圧分を直流電源部に回生することにより、リアクトル電圧をキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1にクランプするクランプ電圧部として機能する。このとき、クランプ電圧部のクランプ電圧はキャパシタ電圧ＶC1で定まる。回生部３０Ａ（クランプ電圧部３０）は、スイッチング素子２２のソース端及び直流パルス電源装置の出力端の上限電圧をキャパシタ電圧ＶC1にクランプし、スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSに過剰電圧が印加されること抑制し、負荷電流変動に伴う出力電圧が変動することを抑制する。
　回生部３０Ａにおいて、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１Ｄの第１の直流リアクトル２１ａのスイッチング素子側の端部に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ａの直流電源部側の端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ａに発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源部の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部から回生部３０Ａのキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０Ａによる回生が行われる。したがって、回生部３０Ａは第１，２，３の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。
　出力電圧Ｖoには、直流電源部の直流電圧ＶABに第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL2）が出力される。なお、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとの巻き数比が（ｎ1p／ｎ2p）であるときには、リアクトル電圧ＶDCL1及びリアクトル電圧ＶDCL2は（ＶDCL1／ＶDCL2＝ｎ1p／ｎ2p）で表される。そのため、リアクトル電圧ＶDCL1がＶC1によってクランプされる場合、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB+ＶC1×(ｎ1p／ｎ2p)で表される。
［直流パルス電源装置の第５の構成］
　本発明の直流パルス電源装置の第５の構成は、第１の構成と同様に、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路により発生したパルス出力を負荷４に供給するパルス部２０Ｅと、パルス部２０Ｅの過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０Ａと、直流電源部１０、パルス部２０Ｅ、及び回生部３０Ａを制御する制御回路部４０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
　図１０を用いて本発明の直流パルス電源装置の第５の構成例について説明する。第５の構成例は、昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの設置態様において第２の構成例と相違し、その他の構成は第２の構成例と同様である。以下、第２の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。
　第５の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１Ｅは第２の構成例の昇圧チョッパ回路の直流リアクトル２１Ｂと同様にトラップ付き単巻きトランスで構成されるが、電源ラインに対する設置態様において相違する。第２の構成例の直流リアクトル２１Ｂは直流電源部の低電圧側の電源ラインに接続されるのに対して、第５の構成例の直流リアクトル２１Ｅは直流電源部の高電圧側の電源ラインに接続される。
　タップ付き単巻きトランスによる直流リアクトル２１Ｅは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとを直列接続して構成され、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点をタップ点としている。第１の直流リアクトル２１ａの一端は直流電源部の高電圧側の端子Ｂに接続され、第２の直流リアクトル２１ｂの一端は負荷側に接続されて接地され、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点のタップ点はスイッチング素子２２のドレインＤ端に接続される。
　スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１Ｅの接続点のタップ点は第２の直流リアクトル２１ｂを介して接地され、端子Ｂから第１の直流リアクトル２１ａ、及びオン状態にあるスイッチング素子２２を介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ａに電磁エネルギーが蓄積される。
　次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１Ｅの第１の直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより流れるリアクトル電流ｉLによって第１の直流リアクトル２１ａにはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｂにはリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。
　第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１Ｅの第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのタップ付き単巻きコイルの巻き数比をｎ1p：ｎ2pとした場合には、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。
　第５の構成例の回生部３０Ａは、第１の構成例の直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLに代えて直流リアクトル２１Ｅの第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1を適用することで同様に動作する。回生部３０Ａは、リアクトル電圧が設定電圧を超える際には、設定電圧を超える電圧分を直流電源部に回生することにより、リアクトル電圧をキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1にクランプするクランプ電圧部として機能する。このとき、クランプ電圧部のクランプ電圧はキャパシタ電圧ＶC1で定まる。
回生部３０Ａ（クランプ電圧部３０）は、スイッチング素子２２のソース端及び直流パルス電源装置の出力端の上限電圧をキャパシタ電圧ＶC1にクランプし、スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSに過剰電圧が印加されること抑制し、負荷電流変動に伴う出力電圧が変動することを抑制する。
　回生部３０Ａにおいて、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１Ｅの第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ａの直流電源部側の端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ａに発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源部の電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部２０Ｅから回生部３０Ａのキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を逆方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０Ａによる回生が行われる。したがって、回生部３０Ａは第１の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。
　出力電圧Ｖoには、直流電源部の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖｏ＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）が出力される。第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2となる。
　図５（ｂ）は、第２の構成例と同様に、第５の構成例において回生状態での出力電圧Ｖoを示している。直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路の切り替え周期をパルス周期Ｔとして出力電圧Ｖoのパルス出力を出力する。パルス出力は、パルス周期Ｔ内にスイッチング素子がオン状態となるオン期間Ｔonと、スイッチング素子がオフ状態となるオフ期間Ｔoffを有する。オン期間Ｔonの出力電圧Ｖoはリアクトル電圧ＶDCL2に対応する電圧値である。
　一方、オフ期間Ｔoffの出力電圧Ｖoは、直流電源部の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2とが重畳された（ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）となるが、リアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧Ｖoは（ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2）となる。直流電圧ＶAB及びキャパシタ電圧ＶC1は一定電圧であるため、パルス出力の出力電圧Ｖoはほぼ一定電圧に保持される。
　図５（ｂ）中の破線部分は、抑制電圧分を表している。回生によるキャパシタ電圧ＶC1のクランプにより、スイッチング素子のソース端に印加される電圧はＶDCL1からＶC1となり、これにより（ＶDCL1－ＶC1）の電圧が抑制される。また、リアクトル電圧ＶDCL1が抑制されたことで第２の直流リアクトル２１ｂ発生するリアクトル電圧ＶDCL2も同様に巻線比に応じて(ＶDCL1－ＶC1)×(ｎ2p／ｎ1p)に抑制される。そのため、出力電圧のクランプ分は(ＶDCL１－ＶC1)×（１＋ｎ2p／ｎ1p)になる。
　なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る直流パルス電源装置の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
　本発明の直流パルス電源装置は、プラズマ発生装置に電力を供給する電力源として適用する他、パルスレーザ励起、放電加工機等の負荷へパルス出力を供給する電源装置として用いることができる。
　１　直流パルス電源装置
　２　交流電源
　３　出力ケーブル
　４　負荷
　１０　直流電源部
　１１　整流器
　１２　スナバ回路
　１３　単相インバータ回路
　１４　単相変圧器
　１５　整流器
　１６　キャパシタ
　２０，２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄ，２０Ｅ　パルス部
　２１，２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄ，２１Ｅ　直流リアクトル
　２１ａ　第１の直流リアクトル
　２１ｂ　第２の直流リアクトル
　２１ｃ　漏れインダクタンス
　２２　スイッチング素子
　３０　クランプ電圧部
　３０Ａ　回生部
　３１　ダイオード
　３２　キャパシタ
　３３　インバータ回路
　３３ａ　ブリッジ回路
　３３ｂ　駆動回路
　３４　変圧器
　３５　整流器
　１００　直流パルス電源装置
　１１０　直流電源
　１２０　昇圧チョッパ回路
　１２１　インダクタ
　１２２　スイッチング素子
　１２３　ダイオード
　１２４　抵抗
　１２５　直流電源
　ＱR1～ＱR4　スイッチング素子

Claims (7)

  1. 　直流電源部と、前記直流電源部に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部とを備えた直流パルス電源装置であって、
    　前記昇圧チョッパ回路は、直流リアクトルとスイッチング素子の直列回路とを備え、
    　前記直流リアクトルに接続されたクランプ電圧部を備え、
    　前記クランプ電圧部の出力端は、
    　前記直流リアクトルと前記スイッチング素子の接続点に接続され、
    　前記スイッチング素子のオフ期間の両端電圧をクランプすることを特徴とする直流パルス電源装置。
  2. 　前記クランプ電圧部は、
    　前記直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を前記直流電源部に回生する回生部により構成され、
    　回生部は前記昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの両端間に接続され、
    　前記クランプ電圧部のクランプ電圧は、前記回生部の設定電圧であることを特徴とする、請求項１に記載の直流パルス電源装置。
  3. 　前記回生部は、
    　前記パルス部のリアクトル電圧に対して並列接続されたキャパシタと、
    　前記キャパシタのキャパシタ電圧を直交変換するインバータ回路と、
    　前記インバータ回路の交流電圧を変圧する変圧器と、
    　前記変圧器の交流電圧を整流する整流器とを備え
    　前記設定電圧を前記キャパシタの両端電圧とし、当該両端電圧を超える電圧分を前記直流電源部へ回生し、
    　前記変圧器の変圧比により前記クランプ電圧を可変とすることを特徴とする、請求項２に記載の直流パルス電源装置。
  4. 　前記直流リアクトルは、磁気結合された第２の直流リアクトルを備え、
    　前記クランプ電圧部の出力端は、前記直流リアクトルと前記第２の直流リアクトルとの接続点に接続されることを特徴とする、請求項１に記載の直流パルス電源装置。
  5. 　前記直流リアクトルの一端は前記直流電源部の出力端に接続され、
    　前記第２の直流リアクトルの一端は前記パルス部の出力端に接続され、
    　直流リアクトルと第２の直流リアクトルの接続点は、前記昇圧チョッパ回路のスイッチング素子のソース側に接続されることを特徴とする、請求項４に記載の直流パルス電源装置。
  6. 　前記回生部は、一端は前記パルス部の低電圧側の入力端に接続され、前記低電圧側の電圧を基準とする直流リアクトルのリアクトル電圧を回生入力電圧とすることを特徴とする、請求項２又は３に記載の直流パルス電源装置。
  7. 　前記直流リアクトル及び第２の直流リアクトルは、単巻きトランス、又は複巻きトランスで構成されることを特徴とする、請求項４又は５一つの何れか一つに記載の直流パルス電源装置。
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