JP4382859B1

JP4382859B1 - スナバ回路付きｄｃ−ｄｃコンバータ

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Publication number: JP4382859B1
Application number: JP2008163252A
Authority: JP
Inventors: 英樹足助; 秀治高野; 守鶴谷; 真義山本; 崇広川島; 繁之舩曳
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd; National University Corp Shimane University
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd; National University Corp Shimane University
Priority date: 2008-06-23
Filing date: 2008-06-23
Publication date: 2009-12-16
Anticipated expiration: 2028-06-23
Also published as: WO2009157329A1; US20110090716A1; CN102067425A; EP2309631B1; EP2309631A4; EP2309631A1; US8368364B2; CN102067425B; JP2010004703A

Abstract

【課題】サージ電圧やノイズ発生を低減する。
【解決手段】直流電源の電圧Ｖｉを昇圧するスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータであって、スナバ回路は、平滑コンデンサＣｏの両端に接続されスナバコンデンサＣｓとスナバ抵抗Ｒｓとの直列回路、スナバコンデンサＣｓとスナバ抵抗Ｒｓとの接続点とリアクトルＬｒ１とトランスＴ１の巻き上げ巻線１ｂとの接続点とに接続されたスナバダイオードＤｓ１、スナバコンデンサＣｓとスナバ抵抗Ｒｓとの接続点とリアクトルＬｒ２とトランスＴ２の巻き上げ巻線２ｂとの接続点とに接続されたスナバダイオードＤｓ２から構成される。
【選択図】図１

Description

本発明は、昇圧チョッパ回路からなるスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に電気自動車に適用されるスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

図１３は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源Ｖｄｃ１、トランスＴ３，Ｔ４、リアクトルＬ３、スイッチＱ１，Ｑ２、ダイオードＤ３，Ｄ４、平滑コンデンサＣ１及び制御回路１００を有する。

トランスＴ３は、１次巻線５ａ（巻数ｎｐ）と、１次巻線５ａに直列に接続された巻き上げ巻線５ｂ（巻数ｎｐ１）と、１次巻線５ａ及び巻き上げ巻線５ｂに電磁結合する２次巻線５ｃ（巻数ｎｓ）とを有する。トランスＴ４は、トランスＴ３と同一に構成され、１次巻線６ａ（巻数ｎｐ）と、１次巻線６ａに直列に接続された巻き上げ巻線６ｂ（巻数ｎｐ１）と、１次巻線６ａ及び巻き上げ巻線６ｂに電磁結合する２次巻線６ｃ（巻数ｎｓ）とを有する。

直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴ３の１次巻線５ａを介してＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ１のドレイン−ソース間が接続されている。直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴ４の１次巻線６ａを介してＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチＱ２のドレイン−ソース間が接続されている。トランスＴ３の１次巻線５ａとスイッチＱ１のドレインとの接続点とスイッチＱ１のソースとには、トランスＴ３の巻き上げ巻線５ｂとダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ１とからなる第１直列回路が接続されている。トランスＴ４の１次巻線６ａとスイッチＱ２のドレインとの接続点とスイッチＱ２のソースとには、トランスＴ４の巻き上げ巻線６ｂとダイオードＤ４と平滑コンデンサＣ１とからなる第２直列回路が接続されている。

トランスＴ３の２次巻線５ｃとトランスＴ４の２次巻線６ｃとの直列回路の両端には、リアクトルＬ３が接続されている。制御回路１００は、平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏに基づきスイッチＱ１とスイッチＱ２とを１８０°の位相差でオン／オフさせる。

このように構成された従来のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、制御回路１００からのＱ１制御信号Ｑ１ｇによりスイッチＱ１をオンさせると、電流は、Ｖｄｃ１プラス→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。このため、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉは直線的に増加する。同時に、トランスＴ３の２次巻線５ｃにも電圧が発生し、５ｃ→Ｌ３→６ｃ→５ｃの経路でリアクトルＬ３に電流Ｌ３ｉが流れる。

電流Ｌ３ｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄積すると共にトランスＴ４の２次巻線６ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ４の１次巻線６ａと巻き上げ巻線６ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。

また、トランスＴ４の巻き上げ比をＡ＝（ｎｐ＋ｎｐ１）／ｎｐとした場合に、ダイオードＤ４には、スイッチＱ１の電流Ｑ１ｉの１／Ａの電流がＶｄｃ１プラス→６ａ→６ｂ→Ｄ４→Ｃ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。ダイオードＤ４の電流Ｄ４ｉはスイッチＱ２をオンする時刻まで流れる。平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは、直流電源Ｖｄｃ１の電圧（入力電圧）とトランスＴ４の１次巻線６ａに発生する電圧とトランスＴ４の巻き上げ巻線６ｂに発生する電圧との和となる。

トランスＴ４に発生する電圧は、スイッチＱ１のオンデューティ（Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ）をＤとした場合、Ａ・Ｖｄｃ１・Ｄである。ＴｏｎはスイッチＱ１のオン時間である。ＴはスイッチＱ１をスイッチングさせる周期である。平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖｄｃ１（１＋Ａ・Ｄ）となり、オンデューティＤを可変することにより、出力電圧Ｖｏを制御できる。

次に、制御回路１００からのＱ１制御信号Ｑ１ｇによりスイッチＱ１をオフさせる。このとき、Ｖｄｃ１プラス→５ａ→５ｂ→Ｄ３→Ｃ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で電流Ｄ３ｉが流れる。

次に、制御回路１００からのＱ２制御信号Ｑ２ｇによりスイッチＱ２をオンさせる。このとき、電流は、Ｖｄｃ１プラス→６ａ→Ｑ２→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。このため、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは直線的に増加する。同時に、トランスＴ４の２次巻線６ｃにも電圧が発生し、６ｃ→５ｃ→Ｌ３→６ｃの経路でリアクトルＬ３に電流Ｌ３ｉが増加しながら流れる。

電流Ｌ３ｉは、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ３にエネルギーを蓄積すると共にトランスＴ３の２次巻線５ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ３の１次巻線５ａと巻き上げ巻線５ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。

また、トランスＴ３の巻き上げ比をＡ＝（ｎｐ＋ｎｐ１）／ｎｐとした場合に、ダイオードＤ３には、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉの１／Ａの電流がＶｄｃ１プラス→５ａ→５ｂ→Ｄ３→Ｃ１→Ｖｄｃ１マイナスの経路で流れる。ダイオードＤ３の電流Ｄ３ｉはスイッチＱ１をオンする時刻まで流れる。平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏは、直流電源Ｖｄｃ１の電圧（入力電圧）とトランスＴ３の１次巻線５ａに発生する電圧とトランスＴ３の巻き上げ巻線５ｂに発生する電圧との和となる。

このように、図１３に示すマルチフェーズ方式トランスリンク型の昇圧チョッパ回路では、独立していた２つの相をトランスで結合している。このようにすることで、２つ必要であったコアを１つのコアのみで昇圧動作させることができる。
特開２００６−２６２６０１号公報

しかしながら、図１３に示すＤＣ−ＤＣコンバータでは、ダイオードＤ３,Ｄ４のリカバリ損失が発生する。また、スイッチＱ１，Ｑ２のターンオン時にスイッチング損失が発生していた。

そこで、１次巻線５ａと巻き上げ巻線５ｂとの間にリアクトルＬａ（図示せず）を接続し、１次巻線６ａと巻き上げ巻線６ｂとの間にリアクトルＬｂ（図示せず）を接続することにより、ダイオードＤ３,Ｄ４のリカバリ損失を抑制できる。

しかしながら、ダイオードＤ３,Ｄ４のリカバリ損失を抑制できても、リカバリ損失抑制のために付加されたリアクトルＬａ，Ｌｂとターンオフし逆阻止状態になったダイオードＤ３，Ｄ４の空乏層の静電容量との間で共振が発生し、この共振によりサージ電圧やリンギングが発生する。このため、スイッチ等の素子が破壊したりノイズが発生する。

本発明は、ダイオードのリカバリ損失とスイッチのターンオン時のスイッチング損失を抑制することができるスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。また、サージ電圧やノイズ発生を低減して、スイッチ等の素子の破壊を防止することができるスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１の発明は、直流電源の電圧を昇圧するスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記直流電源の両端に第１トランスの１次巻線を介して接続される第１スイッチと、前記直流電源の両端に第２トランスの１次巻線を介して接続される第２スイッチと、前記第１スイッチの両端に接続され、第１リアクトルと前記第１トランスの巻き上げ巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、前記第１スイッチの一端と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第２ダイオードと、前記第２スイッチの両端に接続され、第２リアクトルと前記第２トランスの巻き上げ巻線と第３ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、前記第２スイッチの一端と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第４ダイオードと、前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第３リアクトルと、前記平滑コンデンサの両端に接続され、スナバコンデンサとスナバ抵抗とからなる第３直列回路と、前記スナバコンデンサと前記スナバ抵抗との接続点と前記第１リアクトルと前記第１トランスの巻き上げ巻線との接続点とに接続された第１スナバダイオードと、前記スナバコンデンサと前記スナバ抵抗との接続点と前記第２リアクトルと前記第２トランスの巻き上げ巻線との接続点とに接続された第２スナバダイオードと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを１／２周期毎に交互にターンオンさせ、前記第１スイッチを前記第２スイッチのオン期間にターンオフさせ、前記第２スイッチを前記第１スイッチのオン期間にターンオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。

請求項２の発明は、直流電源の電圧を昇圧するスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記直流電源の両端に第１トランスの１次巻線と第１リアクトルとを介して接続される第１スイッチと、前記直流電源の両端に第２トランスの１次巻線と第２リアクトルとを介して接続される第２スイッチと、前記第１リアクトルと前記第１スイッチとの直列回路の両端に接続され、前記第１トランスの１次巻線に直列に接続された前記第１トランスの巻き上げ巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、前記第１リアクトルと前記第１スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第２ダイオードと、前記第２リアクトルと前記第２スイッチとの直列回路の両端に接続され、前記第２トランスの１次巻線に直列に接続された前記第２トランスの巻き上げ巻線と第３ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、前記第２リアクトルと前記第２スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第４ダイオードと、前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第３リアクトルと、前記平滑コンデンサの両端に接続され、スナバコンデンサとスナバ抵抗とからなる第３直列回路と、前記スナバコンデンサと前記スナバ抵抗との接続点と前記第１トランスの１次巻線と巻き上げ巻線との接続点とに接続された第１スナバダイオードと、前記スナバコンデンサと前記スナバ抵抗との接続点と前記第２トランスの１次巻線と巻き上げ巻線との接続点とに接続された第２スナバダイオードと、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを１／２周期毎に交互にターンオンさせ、前記第１スイッチを前記第２スイッチのオン期間にターンオフさせ、前記第２スイッチを前記第１スイッチのオン期間にターンオフさせる制御回路とを有することを特徴とする。

本発明によれば、第１リアクトル及び第２リアクトルを設けたので、第１、第２、第３及び第４ダイオードのリカバリ損失と第１及び第２スイッチのターンオン時のスイッチング損失を抑制できる。また、スナバコンデンサとスナバ抵抗と第１スナバダイオードと第２スナバダイオードとからなるスナバ回路を設けたので、サージ電圧やノイズ発生を低減して、スイッチ等の素子の破壊を防止することができる。また、スナバコンデンサの電圧が出力電圧にクランプされるので、それ以上放電されることがない。このため、不必要なスナバコンデンサの充放電に伴って発生する電力損失がなく、このクランプ型スナバ回路で発生する電力損失はスナバコンデンサに無関係となり、また、充放電に要する時間もないため、高速動作が可能である。

以下、本発明のスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は実施例１のスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。図１に示すスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータは、マルチフェーズ方式トランスリンク型昇圧チョッパ回路からなる。

スナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源Ｖi、トランスＴ1（第１トランス）、トランスＴ2（第２トランス）、リアクトルＬr1（第１リアクトル），リアクトルＬr2（第２リアクトル）、リアクトルＬ1（第３リアクトル）、スイッチＴr1（第１スイッチ）、スイッチＴr2（第２スイッチ）、ダイオードＤ1，Ｄ2，Ｄ3，Ｄ4、スナバダイオードＤs1（第１スナバダイオード）、スナバダイオードＤs2（第２スナバダイオード）、スナバ抵抗Ｒs、スナバコンデンサＣs、平滑コンデンサＣo、制御回路１０を有する。

トランスＴ1は、１次巻線１ａ（巻数ｎ1）と、巻き上げ巻線１ｂ（巻数ｎ3）と、１次巻線１ａに電磁結合する２次巻線１ｃ（巻数ｎ2）とを有する。トランスＴ2は、トランスＴ1と同一に構成され、１次巻線２ａ（巻数ｎ4）と、巻き上げ巻線２ｂ（巻数ｎ6）と、１次巻線２ａに電磁結合する２次巻線２ｃ（巻数ｎ5）とを有する。

直流電源Ｖiの両端にはトランスＴ1の１次巻線１ａとＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）からなるスイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間とが接続されている。直流電源Ｖiの両端にはトランスＴ2の１次巻線２ａとＩＧＢＴからなるスイッチＴr2のコレクタ−エミッタ間とが接続されている。

スイッチＴr1の両端には、リアクトルＬr1とトランスＴ1の巻き上げ巻線１ｂとダイオードＤ1と平滑コンデンサＣoとからなる第１直列回路が接続されている。スイッチＴr2の両端には、リアクトルＬr2とトランスＴ2の巻き上げ巻線２ｂとダイオードＤ3と平滑コンデンサＣoとからなる第２直列回路が接続されている。

スイッチＴr1の一端（コレクタ）と平滑コンデンサＣｏの一端（正極）との間にダイオードＤ2が接続されている。スイッチＴr2の一端（コレクタ）と平滑コンデンサＣｏの一端（正極）との間にダイオードＤ4が接続されている。トランスＴ1の２次巻線１ｃとトランスＴ2の２次巻線２ｃとが直列に接続された直列回路の両端にはリアクトルＬ1が接続されている。

平滑コンデンサＣｏの両端には、スナバコンデンサＣsとスナバ抵抗Ｒsとからなる第３直列回路が接続されている。スナバコンデンサＣsとスナバ抵抗Ｒsとの接続点とリアクトルＬr1とトランスＴ1の巻き上げ巻線１ｂとの接続点とには、スナバダイオードＤs1が接続されている。スナバコンデンサＣsとスナバ抵抗Ｒsとの接続点とリアクトルＬr2とトランスＴ2の巻き上げ巻線２ｂとの接続点とには、スナバダイオードＤs2が接続されている。

スナバコンデンサＣsとスナバ抵抗ＲsとスナバダイオードＤs1，Ｄs2は、スナバ回路を構成している。

制御回路１０は、平滑コンデンサＣｏの出力電圧Ｖｏに基づき、スイッチＴr1がターンオンした後にスイッチＴr1がターンオフする前にスイッチＴr2がターンオンし、スイッチＴr2がターンオフする前にスイッチＴr1がターンオンするように制御する。即ち、１／２周期毎にスイッチＴr1とスイッチＴr2とが同時にオンしている重複期間が存在する。

トランスＴ1とリアクトルＬr1とダイオードＤ1とダイオードＤ2とスイッチＴr1とは第１コンバータを構成し、トランスＴ2とリアクトルＬr2とダイオードＤ3とダイオードＤ4とスイッチＴr2とは第２コンバータを構成している。

以上のように構成された実施例１のスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータによれば、トランスＴ1の１次巻線１ａと巻き上げ巻線１ｂとの間にリアクトルＬr1を接続し、トランスＴ2の１次巻線２ａと巻き上げ巻線２ｂとの間にリアクトルＬr2を接続したので、ダイオードＤ1〜Ｄ4のリカバリ損失とスイッチＴr1,Ｔr2のターンオン時のスイッチング損失を抑制できる。

ここでは、実施例１のスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータの特徴であるスナバ回路の動作を説明する。このスナバ回路が動作し、サージ電圧の抑制効果を発揮するのは、主にダイオードＤ1(ダイオードＤ3も同じ)がターンオフする時と、スイッチＴr1(スイッチＴr2も同じ)のターンオフ時である。このため、ダイオードＤ1がターンオフする時の動作と、スイッチＴr1のターンオフ時の動作とを図面を用いて説明する。

まず、図２及び図４を用いて、ダイオードＤ1がターンオフする時の動作を説明する。なお、ダイオードＤ3がターンオフする時の動作も、ダイオードＤ1がターンオフする時の動作と同様である。

図２において、ターンオフし逆阻止状態になったダイオードＤ1を空乏層のコンデンサＣd1で等価的に表している。図２（ａ）に示すモードＭ１では、スイッチＴr1がターンオンすると、ダイオードＤ1の電流Ｄ1iとリアクトルＬr1の電流Ｌr1iが減少する。図２（ｂ）に示すモードＭ２では、ダイオードＤ1がターンオフし、ダイオードＤ1の電圧Ｄ1vが上昇する。

次に、図２（ｃ）に示すモードＭ３では、スナバコンデンサＣsはスナバ抵抗Ｒsが直列に接続された状態で出力電圧Ｖｏと並列に接続されている。スナバコンデンサＣsは出力電圧Ｖｏまで充電されたままその電圧でクランプされた状態になる。このため、それ以上放電されることがないため、不必要なスナバコンデンサＣsの充放電に伴って発生する電力損失がなく、このクランプ型スナバ回路で発生する電力損失はスナバコンデンサＣsに無関係となり、また、充放電に要する時間もないため、高速動作が可能である。

そして、ダイオードＤ1のターンオフ時のコンデンサＣd1の電圧Ｖd1が、リアクトルＬr1とコンデンサＣd1との共振により出力電圧Ｖｏと巻き上げ巻線１ｂ(ｎ3)の電圧とを足した電圧以上の電圧になると、スナバダイオードＤs1のカソードがグランドの電位によりも低くなるので、スナバダイオードＤs1がオンし、スナバダイオードＤs1に電流Ｄs1iが流れる。共振電流はスナバコンデンサＣsへと流れ込み充電され、サージ電圧はスナバ回路に吸収される。スナバ回路に吸収されたサージ電圧のエネルギーはスナバ抵抗Ｒsを介してグランド側に放出されるため、スナバコンデンサＣsの放電の際の配線の寄生インダクタンスとの共振は、スナバ抵抗Ｒsによって減衰し、ノイズは発生しない。その後、スナバダイオードＤs1の電流Ｄs1iがゼロになると、図２（ｄ）に示すモードＭ４の状態になり、スイッチＴr1のみがオンしている。

図３にスナバ回路がない場合のダイオードＤ1のターンオフ時のタイミングチャートを示す。図３のスナバ回路がない場合と比較して、図４のスナバ回路がある場合のダイオードＤ1で発生するサージ電圧が大幅に抑制されていることがわかる。

次に、図５に示すスイッチＴr1がターンオフする際に発生する配線の寄生インダクタンスＬｐとスイッチＴr1の寄生容量（図示せず）との間の共振に起因するスイッチＴr1で発生するサージ電圧に対する効果について図５及び図７を用いて説明する。

なお、スイッチＴr2ががターンオフする時の動作も、スイッチＴr1がターンオフする時の動作と同様である。

まず、図５（ａ）に示すモードＭ１では、スイッチＴr1がオンし、スイッチＴr1に電流Ｔr1iが流れる。次に、図５（ｂ）に示すモードＭ２では、スイッチＴr1がターンオフし、スイッチＴr1の電圧Ｔr1vが上昇する。すると、Ｖi→１ａ（ｎ1）→Ｄ2→Ｃs→Ｒs→Ｖiの経路で電流Ｄ2i，Ｃsiが流れる。即ち、電流Ｄ2i，Ｃsiはスナバ回路に流れ込むため、サージ電圧はスナバ回路に吸収される。

次に、図５（ｃ）に示すモードＭ３では、Ｖi→１ａ（ｎ1）→Ｄ2→Ｃs→Ｒs→Ｖiの経路と、Ｖi→１ａ（ｎ1）→Ｄ2→Ｌp→Vo→Ｖiの経路と、Ｖi→１ａ（ｎ1）→Ｌr1→１ｂ（ｎ3）→Ｄ1→Vo→Ｖiの経路とで電流が流れる。

このときも、スナバ回路に吸収されたサージ電圧のエネルギーはスナバ抵抗Ｒsを介してグランド側に放出されるため、スナバコンデンサＣsの放電の際の配線の寄生インダクタンスＬpとの共振は、スナバ抵抗Ｒsによって減衰し、ノイズは発生しない。

図６にスナバ回路がない場合のスイッチＴr1のターンオフ時のタイミングチャートを示す。図６のスナバ回路がない場合と比較して、図７のスナバ回路がある場合のスイッチＴr1のターンオフ時で発生するサージ電圧が大幅に抑制されていることがわかる。

図８にスナバ回路がない場合のダイオードＤ1の電圧及び電流の波形を示す。図９にスナバ回路がある場合のダイオードＤ1の電圧及び電流の波形を示す。図１０にスナバ回路がない場合のスイッチＴr1の電圧及び電流の波形を示す。図１１にスナバ回路がある場合のスイッチＴr1の電圧及び電流の波形を示す。図８〜図１１では、回路を実験で動作させた結果を示している。

図８と図９とを比較すると、スナバ回路のない場合では４６４Ｖあった電圧のピークがスナバ回路を設けることで、２７６Ｖまで抑制されており、ダイオードＤ1iについては、ピーク電圧が８８Ｖだけ低減される。図１０と図１１とを比較すると、スナバ回路のない場合では３２０Ｖあった電圧のピークがスナバ回路を設けることで、３０８Ｖまで抑制されている。

図１２は実施例２のスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。実施例１では、リアクトルＬr1を巻き上げ巻線１ｂに直列に接続し、リアクトルＬr2を巻き上げ巻線２ｂに直列に接続していたが、実施例２では、リアクトルＬr1をスイッチＴr1に直列に接続し、リアクトルＬr2をスイッチＴr2に直列に接続したことを特徴とする。

スナバコンデンサＣsとスナバ抵抗ＲsとスナバダイオードＤs1，Ｄs2とからなるスナバ回路の構成は、図１に示す実施例１の構成と同一であるので、その説明は省略する。

ここでは、リアクトルＬr1，Ｌr2をスイッチＴr1，Ｔr2に直列に接続したときのスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータの動作及び効果を説明する。

まず、制御回路１０からのスイッチＴr1のゲート信号によりスイッチＴr1がオンする。このとき、電流は、Ｖiプラス→１ａ→Ｌr1→Ｔr1→Ｖiマイナスの経路で流れる。このため、トランスＴ1の１次巻線１ａに流れる電流は増加する。同時に、トランスＴ１の２次巻線１ｃにも電圧が発生し、１ｃ→２ｃ→Ｌ1→１ｃの経路でリアクトルＬ1に電流が流れる。

この電流は、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ1にエネルギーが蓄積されると共にトランスＴ2の２次巻線２ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ2の１次巻線２ａと巻き上げ巻線２ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。

また、トランスＴ2の巻き上げ比がＡ＝（ｎ4＋ｎ6）／ｎ4である場合に、ダイオードＤ3には、スイッチＴr1の電流の１／Ａの電流が、Ｖiプラス→２ａ→２ｂ→Ｄ3→Ｃo→Ｖiマイナスの経路で流れる。このダイオードＤ3の電流Ｄ3iは、スイッチＴr2がオンされる時まで流れる。平滑コンデンサＣoの出力電圧Ｖoは、直流電源Ｖiの電圧（入力電圧）とトランスＴ2の１次巻線２ａに発生する電圧とトランスＴ2の巻き上げ巻線２ｂに発生する電圧との和となる。

トランスＴ2に発生する電圧は、スイッチＴr1のオンデューティ（Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ）がＤである場合に、Ａ・Ｖi・Ｄである。ＴｏｎはスイッチＴr1のオン時間である。ＴはスイッチＴr1をスイッチングさせる周期である。平滑コンデンサＣoの出力電圧Ｖoは、Ｖo＝Ｖi（１＋Ａ・Ｄ）となる。このため、オンデューティＤを可変することにより、出力電圧Ｖoを制御することができる。

次に、制御回路１０からのゲート信号によりスイッチＴr2がオフしスイッチＴr2のコレクタ−エミッタ間電圧が上昇する。すると、まず、Ｖiプラス→２ａ→Ｌr2→Ｄ4→Ｃo→Ｖiマイナスの経路で電流が流れる。このため、ダイオードＤ4に電流が流れる。

しかし、トランスＴ2の巻き上げ巻線２ｂにかかる電圧によりリアクトルＬr2の電流がダイオードＤ3に転流してくる。このため、ダイオードＤ3に流れる電流が増加する。これに伴い、ダイオードＤ4の電流は緩やかに減少する。トランスＴ2の１次巻線２ａと巻き上げ巻線２ｂとの電流がダイオードＤ3に転流し終わると、ダイオードＤ4はターンオフする。電流が緩やかに減少してダイオードＤ4がターンオフするため、ダイオードＤ4でのリカバリ損失の発生は抑制される。次に、トランス電流は、ダイオードＤ3に完全に転流し、電流はダイオードＤ3のみを通って出力されている状態である。

次に、制御回路１０からのスイッチＴr2のゲート信号によりスイッチＴr2がオンすると、トランスＴ2の１次巻線２ａと巻き上げ巻線２ｂとの電流は、ダイオードＤ3からスイッチＴr2へと転流を始める。

このとき、リアクトルＬr2によって、スイッチＴr2の電流の増加は緩やかになり、ゼロ電流ターンオン動作を実現できる。これに伴ってダイオードＤ3の電流の減少も緩やかになり、ターンオフ時のリカバリ損失の発生が抑制される。

電流は、Ｖiプラス→２ａ→Ｌr2→Ｔr2→Ｖiマイナスの経路で流れる。このため、トランスＴ2の１次巻線２ａに流れる電流は増加する。同時に、トランスＴ2の２次巻線２ｃにも電圧が発生し、２ｃ→Ｌ1→１ｃ→２ｃの経路でリアクトルＬ1に電流が流れる。

この電流は、トランスの等アンペアーターンの法則により流れて、リアクトルＬ1にエネルギーが蓄積されると共にトランスＴ1の２次巻線１ｃにも同一電流が流れる。このため、トランスＴ1の１次巻線１ａと巻き上げ巻線１ｂには、巻数に応じた電圧が誘起される。

また、トランスＴ1の巻き上げ比がＡ＝（ｎ1＋ｎ3）／ｎ1である場合に、ダイオードＤ1には、スイッチＴr2の電流の１／Ａの電流が、Ｖiプラス→１ａ→１ｂ→Ｄ1→Ｃo→Ｖiマイナスの経路で流れる。このダイオードＤ1の電流は、スイッチＴr1がオンされる時まで流れる。平滑コンデンサＣoの出力電圧Ｖoは、直流電源Ｖiの電圧（入力電圧）とトランスＴ1の１次巻線１ａに発生する電圧とトランスＴ1の巻き上げ巻線１ｂに発生する電圧との和となる。

トランスＴ1に発生する電圧は、スイッチＴr2のオンデューティ（Ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ）がＤである場合に、Ａ・Ｖi・Ｄである。ＴｏｎはスイッチＴr2のオン時間である。ＴはスイッチＴr2をスイッチングさせる周期である。平滑コンデンサＣoの出力電圧Ｖoは、Ｖo＝Ｖi（１＋Ａ・Ｄ）となる。このため、オンデューティＤを可変することにより、出力電圧Ｖoを制御することができる。

次に、制御回路１０からのゲート信号によりスイッチＴr1がオフしスイッチＴr1のコレクタ−エミッタ間電圧が上昇する。すると、まず、Ｖiプラス→１ａ→Ｌr1→Ｄ2→Ｃo→Ｖiマイナスの経路で電流が流れる。このため、ダイオードＤ2に電流が流れる。

しかし、トランスＴ1の巻き上げ巻線１ｂにかかる電圧によりリアクトルＬr1の電流がダイオードＤ1に転流してくる。このため、ダイオードＤ1に流れる電流が増加する。これに伴い、ダイオードＤ2の電流は緩やかに減少する。トランスＴ1の１次巻線１ａと巻き上げ巻線１ｂとの電流がダイオードＤ1に転流し終わると、ダイオードＤ2はターンオフする。電流が緩やかに減少してダイオードＤ2がターンオフするため、ダイオードＤ2でのリカバリ損失の発生は抑制される。そして、トランス電流は、ダイオードＤ1に完全に転流し、電流はダイオードＤ1のみを通って出力されている状態である。

次に、スイッチＴr1がオンすると、トランスＴ1の１次巻線１ａと巻き上げ巻線１ｂとの電流は、ダイオードＤ1からスイッチＴr1へと転流を始める。

このとき、リアクトルＬr1によって、スイッチＴr1の電流の増加は緩やかになり、ゼロ電流ターンオン動作を実現できる。これに伴ってダイオードＤ1の電流の減少も緩やかになり、ターンオフ時のリカバリ損失の発生が抑制される。

また、実施例２も実施例１と同様に、スナバコンデンサＣsとスナバ抵抗ＲsとスナバダイオードＤs1とスナバダイオードＤs2とからなるスナバ回路を設けたので、実施例１の図５（ａ）〜図５（ｄ）に示す動作と略同様に実施例２も動作する。このため、実施例２も実施例１の効果と同様な効果が得られる。

即ち、サージ電圧やノイズ発生を低減して、スイッチ等の素子の破壊を防止することができる。また、スナバコンデンサＣsの電圧が出力電圧にクランプされるので、それ以上放電されることがない。このため、不必要なスナバコンデンサＣsの充放電に伴って発生する電力損失がなく、このクランプ型スナバ回路で発生する電力損失はスナバコンデンサＣsに無関係となり、また、充放電に要する時間もないため、高速動作が可能である。

実施例１のスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。実施例１のスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータのダイオードＤ1のターンオフ時の動作を示す図である。スナバ回路がない場合のダイオードＤ1のターンオフ時のタイミングチャートである。スナバ回路がある場合のダイオードＤ1のターンオフ時のタイミングチャートである。実施例１のスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチＴr1のターンオフ時の動作を示す図である。スナバ回路がない場合のスイッチＴr1のターンオフ時のタイミングチャートである。スナバ回路がある場合のスイッチＴr1のターンオフ時のタイミングチャートである。スナバ回路がない場合のダイオードＤ1の電圧及び電流の波形を示す図である。スナバ回路がある場合のダイオードＤ1の電圧及び電流の波形を示す図である。スナバ回路がない場合のスイッチＴr1の電圧及び電流の波形を示す図である。スナバ回路がある場合のスイッチＴr1の電圧及び電流の波形を示す図である。実施例２のスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路構成図である。従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。

符号の説明

Ｖi 直流電源
Ｃo 平滑コンデンサ
Ｔ1，Ｔ2 トランス
Ｔr1，Ｔr2 スイッチ
Ｄ1〜Ｄ4 ダイオード
Ｄs1，Ｄs2 スナバダイオード
Ｒo 負荷抵抗
Ｃs スナバコンデンサ
Ｒs スナバ抵抗
Ｌ1，Ｌr1，Ｌr2 リアクトル
１ａ，２ａ１次巻線
１ｂ，２ｂ巻き上げ巻線
１ｃ，２ｃ２次巻線
１０制御回路

Claims

直流電源の電圧を昇圧するスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記直流電源の両端に第１トランスの１次巻線を介して接続される第１スイッチと、
前記直流電源の両端に第２トランスの１次巻線を介して接続される第２スイッチと、
前記第１スイッチの両端に接続され、第１リアクトルと前記第１トランスの巻き上げ巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、
前記第１スイッチの一端と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第２ダイオードと、
前記第２スイッチの両端に接続され、第２リアクトルと前記第２トランスの巻き上げ巻線と第３ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、
前記第２スイッチの一端と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第４ダイオードと、
前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第３リアクトルと、
前記平滑コンデンサの両端に接続され、スナバコンデンサとスナバ抵抗とからなる第３直列回路と、
前記スナバコンデンサと前記スナバ抵抗との接続点と前記第１リアクトルと前記第１トランスの巻き上げ巻線との接続点とに接続された第１スナバダイオードと、
前記スナバコンデンサと前記スナバ抵抗との接続点と前記第２リアクトルと前記第２トランスの巻き上げ巻線との接続点とに接続された第２スナバダイオードと、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを１／２周期毎に交互にターンオンさせ、前記第１スイッチを前記第２スイッチのオン期間にターンオフさせ、前記第２スイッチを前記第１スイッチのオン期間にターンオフさせる制御回路と、
を有することを特徴とするスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータ。
直流電源の電圧を昇圧するスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記直流電源の両端に第１トランスの１次巻線と第１リアクトルとを介して接続される第１スイッチと、
前記直流電源の両端に第２トランスの１次巻線と第２リアクトルとを介して接続される第２スイッチと、
前記第１リアクトルと前記第１スイッチとの直列回路の両端に接続され、前記第１トランスの１次巻線に直列に接続された前記第１トランスの巻き上げ巻線と第１ダイオードと平滑コンデンサとからなる第１直列回路と、
前記第１リアクトルと前記第１スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第２ダイオードと、
前記第２リアクトルと前記第２スイッチとの直列回路の両端に接続され、前記第２トランスの１次巻線に直列に接続された前記第２トランスの巻き上げ巻線と第３ダイオードと前記平滑コンデンサとからなる第２直列回路と、
前記第２リアクトルと前記第２スイッチとの接続点と前記平滑コンデンサの一端とに接続された第４ダイオードと、
前記第１トランスの２次巻線と前記第２トランスの２次巻線とが直列に接続された直列回路の両端に接続される第３リアクトルと、
前記平滑コンデンサの両端に接続され、スナバコンデンサとスナバ抵抗とからなる第３直列回路と、
前記スナバコンデンサと前記スナバ抵抗との接続点と前記第１トランスの１次巻線と巻き上げ巻線との接続点とに接続された第１スナバダイオードと、
前記スナバコンデンサと前記スナバ抵抗との接続点と前記第２トランスの１次巻線と巻き上げ巻線との接続点とに接続された第２スナバダイオードと、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとを１／２周期毎に交互にターンオンさせ、前記第１スイッチを前記第２スイッチのオン期間にターンオフさせ、前記第２スイッチを前記第１スイッチのオン期間にターンオフさせる制御回路と、
を有することを特徴とするスナバ回路付きＤＣ−ＤＣコンバータ。