JP6437959B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本明細書が開示する技術は、電力変換用のトランジスタと平滑コンデンサが並列に接続されている電力変換装置に関する。

電圧コンバータやインバータなどの電力変換装置では、直流電力を伝送する正極線と負極線の間に電力変換用のトランジスタ（パワートランジスタ）が接続され、さらに正極線と負極線の間に平滑コンデンサが接続されることがある。平滑コンデンサは、トランジスタのオンオフの繰り返しによって生じるリップル（電圧／電流脈動）を抑制するために備えられている。

近年、トランジスタのスイッチング速度の向上に伴い、トランジスタのスイッチングの際に生じるサージ電圧の抑制が課題となってきている。例えば、特許文献１に開示された電力変換装置では、サージ電圧を抑制すべく、別のコンデンサとコイル（インダクタ素子）の直列接続からなるスナバ回路を平滑コンデンサに並列に付加する。特許文献１の電力変換装置では、平滑コンデンサと別のコンデンサとコイルのループがいわゆるＬＣ共振回路を構成する。特許文献１によると、ＬＣ共振回路の共振周波数が、サージ電圧に含まれる周波数成分のうち、抑制しようとする所定周波数になるように、２個のコンデンサの容量とコイルのインダクタンスの少なくとも一つが調整される。

特開２０１２−２３１５９３号公報

サージ電圧の立ち上がりが大きいと、スイッチング直後に電圧／電流の振動現象が生じるようになる。そのような振動現象はリンギングと呼ばれている。特許文献１の技術は、サージ電圧の抑制に注目したものであるが、リンギング抑制に注目したものではなかった。本明細書は、リンギングを効果的に抑制することのできる電力変換装置を提供する。

本明細書が開示する電力変換装置は、スナバコンデンサとインダクタ素子と抵抗の直列接続で構成されているスナバ回路を備える。スナバ回路は、トランジスタが発生するリップルを抑制する平滑コンデンサと並列に接続されている。スナバコンデンサの容量とインダクタ素子のインダクタンスと抵抗の大きさは、スナバ回路の共振周波数がトランジスタのリンギング周波数に一致し、スナバ回路と平滑コンデンサで構成される第１ループの上記共振周波数におけるインピーダンスがトランジスタと平滑コンデンサで構成される第２ループの上記共振周波数におけるインピーダンスよりも小さくなるように設定されている。

共振周波数における第１ループのインピーダンスがその周波数における第２ループのインピーダンスよりも小さいと、共振周波数と同じ周波数を有する電流成分は、第２ループよりも第１ループに流れ易くなる。すなわち、上記の条件を満たすようにスナバコンデンサの容量とインダクタ素子のインダクタンスと抵抗が定められていると、リンギングによる電流成分がスナバ回路に流れ、そのエネルギは抵抗で消費される。すなわち、リンギングを速やかに収束させることができる。

スナバコンデンサの容量とインダクタ素子のインダクタンスと抵抗の大きさは、個別に次の通りに設定されているとよい。スナバコンデンサの容量は、トランジスタの端子間容量に等しくなるように設定されている。インダクタ素子のインダクタンスは、第１ループのインダクタンスが第２ループのインダクタンスに等しくなるように設定されている。抵抗の大きさは、上記共振周波数における第１ループのインピーダンスが上記共振周波数における第２ループの前記共振周波数におけるインピーダンスよりも小さくなるように設定されているとよい。詳しくは実施例で説明するが、上記のごとくスナバコンデンサの容量とインダクタ素子のインダクタンスを設定すると、スナバ回路の共振周波数がリンギングの周波数に一致する。共振周波数では、コンデンサ容量とインダクタンスのインピーダンスへの寄与が理論上はゼロになる。即ち、抵抗とコンデンサとインダクタ素子の直列接続で構成されるスナバ回路の共振周波数におけるインピーダンスは、抵抗の大きさのみで定まる。それゆえ、上記のごとくスナバコンデンサの容量とインダクタ素子のインダクタンスを設定すれば、リンギングの周波数における第１ループのインピーダンスは、抵抗の大きさのみで調整することができるようになる。即ち、スナバコンデンサの容量とインダクタ素子のインダクタンスと抵抗の大きさを個別に設定できるようになり、リンギングによる電流振動成分をスナバ回路へ通すための各素子の選定が容易になる。上記した設定によると、スナバ回路に含まれるスナバコンデンサの容量とインダクタ素子のインダクタンスと抵抗の大きさを、それぞれ個別に定めることができるので、リンギングを抑制するスナバ回路を備えた電力変換装置を容易に実現することができる。

スナバ回路は、平滑コンデンサを収容するコンデンサユニットに収容されていることが望ましい。そのような構成により、コンデンサユニットのほかにスナバ回路用の空間を設ける必要がなくなる。本明細書が開示する技術の詳細とさらなる改良は以下の「発明を実施するための形態」にて説明する。

第１実施例の電力変換装置のブロック図である。 平滑コンデンサのループのインピーダンスとスナバ回路のループのインピーダンスの周波数特性の一例を示すグラフである。 スナバ回路の効果を確認するシミュレーション結果の一例である。 スナバ回路の抵抗の大きさを変えたときのノイズ低減効果を確認するシミュレーション結果の一例である。 第２実施例の電力変換装置のブロック図である。 第２実施例の電力変換装置の平面図である。 図６のVII−VII線に沿った断面図である。

（第１実施例）図１〜図４を参照して第１実施例の電力変換装置を説明する。図１に、第１実施例の電力変換装置のブロック図を示す。第１実施例の電力変換装置は、入力端１１に接続された直流電源２の電力を昇圧して出力端１２に出力する昇圧コンバータ１０である。

昇圧コンバータ１０の回路構造を説明する。昇圧コンバータ１０は、フィルタコンデンサ１４、リアクトル１５、トランジスタ１６、逆流防止ダイオード１８、平滑コンデンサ１９、及び、スナバ回路２０を備えている。トランジスタ１６は、電力変換用のパワートランジスタである。トランジスタ１６は、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）やガリウムナイトライド（ＧａＮ）の基板で作られており、スイッチング速度が速い。

フィルタコンデンサ１４は、昇圧コンバータ１０の入力端正極１１ａと入力端負極１１ｂの間に接続されている。リアクトル１５は、一端が入力端正極１１ａに接続されており、他端がトランジスタ１６のドレイン電極１６ｄに接続されている。ドレイン電極１６ｄは、逆流防止ダイオード１８を介して出力端正極１２ａにも接続している。逆流防止ダイオード１８のアノードがドレイン電極１６ｄに接続されており、カソードが出力端正極１２ａに接続されている。トランジスタ１６のソース電極１６ｓは入力端負極１１ｂに接続されている。また、トランジスタ１６のソース電力１６ｓは、コイル２８（後述）を介して出力端負極１２ｂに接続されている。別言すれば、トランジスタ１６は、直流電源２の電力が伝送される電力正極線１３ａと電力負極線１３ｂの間に接続されている。

逆流防止ダイオード１８は、トランジスタ１６に直列に接続されている。平滑コンデンサ１９は、トランジスタ１６及び逆流防止ダイオード１８の直列接続に対して並列に接続されている。

スナバ回路２０は、抵抗２１、スナバコンデンサ２２、コイル２３の直列接続で構成されており、その直列接続が、平滑コンデンサ１９と並列に接続されている。別言すれば、スナバ回路２０も、トランジスタ１６や平滑コンデンサ１９と同様に、電力正極線１３ａと電力負極線１３ｂの間に接続されている。

図１において破線で示したコイル２８は、トランジスタ１６と平滑コンデンサ１９で構成されるループに生じる寄生インダクタンスを表しており、破線で示したコンデンサ１６ｃは、トランジスタ１６のドレイン電極１６ｄとソース電極１６ｓの間に生じる端子間容量（寄生容量）を表している。以下、トランジスタ１６と平滑コンデンサ１９で構成されるループに生じる寄生インダクタンスを記号Ｌａで表し、トランジスタ１６の端子間容量を記号Ｃａで表す。寄生インダクタンスＬａは、数［ｎＨ］から数十［ｎＨ］の大きさであり、端子間容量Ｃａは、数百［ｐＦ］の大きさである。

昇圧コンバータ１０のトランジスタ１６は、不図示のゲートドライバから送られるデューティ比が一定の駆動信号によってオンオフ切換を繰り返し、入力端１１に印加された直流電力を昇圧する。図１に示す昇圧コンバータ１０の回路構成（スナバ回路２０を除く）は、よく知られているので動作の詳しい説明は省略する。

フィルタコンデンサ１４と平滑コンデンサ１９は、直流電力に生じるリップルを抑制するために備えられている。リップルは、トランジスタ１６のスイッチングの繰り返しに起因して生じる電圧／電流脈動であり、その周波数は、トランジスタ１６のスイッチングのタイミングを決めるキャリアの周波数に依存する。トランジスタ１６のキャリア周波数は、概ね、数［ｋＨｚ］から数十［ｋＨｚ］である。従ってリップルの周波数帯域も数［ｋＨｚ］から数十［ｋＨｚ］となる。その帯域のリップルを抑制するフィルタコンデンサ１４や平滑コンデンサ１９の容量は、概ね、数十［μＦ］から数百［μＦ］の間で設定される。

シリコンカーバイド（ＳｉＣ）やガリウムナイトライド（ＧａＮ）を用いた高速なパワートランジスタでは、オンからオフに切り換わった直後、及び、オフからオンに切り換わった直後にドレイン電極又はソース電極に発生する電圧／電流振動が大きくなる。オンからオフに切り換わった直後、及び、オフからオンに切り換わった直後に発生する電圧／電流振動はリンギングと呼ばれている。スナバ回路２０のスナバコンデンサ２２の容量Ｃｓ、抵抗２１の大きさＲｓ、コイル２３のインダクタンスＬｓは、リンギングを効果的に抑制するように設定される。

次に、スナバ回路２０のスナバコンデンサ２２の容量Ｃｓ、抵抗２１の大きさＲｓ、コイル２３のインダクタンスの設定について説明する。なお、コイル２３のインダクタンスを含む、平滑コンデンサ１９とスナバ回路２０のループ（図１において符号Ａ１が示すループ）のインダクタンスを記号Ｌｓで表す。リンギングの周波数帯域は、トランジスタ１６の端子間容量Ｃａと、トランジスタ１６と平滑コンデンサ１９のループ（図１において符号Ａ２が示すループ）の寄生インダクタンスＬａに依存する。具体的には、リンギングの周波数Ｆａは、次の（数１）で近似することができる。

なお、トランジスタ１６と平滑コンデンサ１９のループには平滑コンデンサ１９が存在するが、（数１）には、平滑コンデンサ１９の容量Ｃｍが現れない。これは、リンギングは数［ＭＨｚ］から数十［ＭＨｚ］の周波数帯域であり、リップルの周波数帯域（数［ｋＨｚ］から数十［ｋＨｚ］）とは１０００倍の差があるためである。即ち、リンギングの周波数Ｆａを近似する際、リップルを抑制する平滑コンデンサ１９の容量は無視し得る。ちなみに、端子間容量Ｃａは数百［ｐＦ］から数［ｎＦ］の大きさであり、先に述べた平滑コンデンサ１９の容量（数十［μＦ］から数百［μＦ］）の１０００分の１以下である。

なお、以下では、説明の都合上、図１において符号Ａ１が示すループ（平滑コンデンサ１９とスナバ回路２０のループ）を第１ループと称し、符号Ａ２が示すループ（トランジスタ１６と平滑コンデンサ１９のループ）を第２ループと称する。

一方、平滑コンデンサ１９とスナバ回路２０で構成される第１ループ（図１のループＡ１）の共振周波数Ｆｓは、次の（数２）で表すことができる。

先に述べたように、（数２）において、記号Ｃｓは、スナバコンデンサ２２の容量を表し、記号Ｌｓは、コイル２３のインダクタンスを含み、平滑コンデンサ１９とスナバ回路２０で構成される第１ループのインダクタンスを表す。（数１）で示されるリンギング周波数Ｆａを、（数２）で示されるスナバ回路２０の共振周波数Ｆｓに一致させるには、スナバコンデンサ２２の容量Ｃｓと第１ループのインダクタンスＬｓの積［Ｃｓ・Ｌｓ］が、端子間容量Ｃａと寄生インダクタンスＬａ（第２ループのインダクタンス）の積［Ｃａ・Ｌａ］に等しくなるように、容量Ｃｓとコイル２３のインダクタンスを調整すればよい。単純には、スナバコンデンサ２２の容量Ｃｓを端子間容量Ｃａに等しい値に設定し、第１ループのインダクタンスＬｓが第２ループのインダクタンスＬａに等しくなるようにコイル２３のインダクタンスを設定すればよい。逆に言えば、スナバコンデンサ２２の容量Ｃｓを端子間容量Ｃａと等しい値に設定し、第１ループのインダクタンスＬｓが第２ループのインダクタンスＬａに等しくなるようにコイル２３のインダクタンスを設定することによって、スナバ回路の共振周波数Ｆｓをリンギング周波数Ｆａに一致させることができる。なお、スナバコンデンサ２２の容量Ｃａは、数百［ｐＦ］から数［ｎＦ］の端子間容量と同じ大きさとなるので、結果的に、先に述べた平滑コンデンサ１９の容量（数十［μＦ］から数百［μＦ］）の１０００分の１以下となる。

積［Ｃｓ・Ｌｓ］を積［Ｃａ・Ｌａ］に一致させるには、容量ＣｓとインダクタンスＬｓの間に一定の関係があればよい。しかし、本実施例では、スナバコンデンサ２２の容量Ｃｓを寄生容量Ｃａに一致させ、第１ループのインダクタンスＬｓを第２ループのインダクタンスＬａに一致させる。このことによる利点は後に説明する。

次に、スナバ回路２０の抵抗２１の大きさ（抵抗値Ｒｓ）の設定について説明する。平滑コンデンサ１９とスナバ回路２０の第１ループのインピーダンスＺ１の周波数特性は次の（数３）で表すことができる。

共振周波数Ｆｓは、（数３）右辺のかっこ内がゼロの場合である。従って、共振周波数ＦｓにおけるインピーダンスＺ１は、抵抗２１の抵抗値Ｒｓで定まる。別言すれば、スナバコンデンサ２２の容量Ｃｓと第１ループのインダクタンスＬｓは、共振周波数ＦｓにおけるインピーダンスＺ１に影響しない。以下、共振周波数における第１ループのインピーダンスを記号Ｚｓで表す。

図２に、スナバ回路２０と平滑コンデンサ１９の第１ループのインピーダンスＺ１の周波数特性と、トランジスタ１６と平滑コンデンサ１９の第２ループのインピーダンスＺ２の周波数特性の一例を示す。図２に示すように、抵抗値Ｒｓは、共振周波数Ｆｓにおけるスナバ回路２０と平滑コンデンサ１９の第１ループのインピーダンスＺｓが、共振周波数Ｆｓにおける平滑コンデンサ１９とトランジスタ１６の第２ループのインピーダンスＺ２ａよりも小さくなるように設定される。そうすることで、トランジスタ１６で発生したリンギングの電流振動成分（周波数Ｆａ＝Ｆｓ）は、第２ループよりもインピーダンスが低い第１ループ（即ち、スナバ回路２０と平滑コンデンサ１９で構成されるループ）に流れ易くなる。その結果、トランジスタ１６で発生したリンギングの電流振動成分は、スナバ回路２０と平滑コンデンサ１９で構成される第１ループを周回し、周回の毎に抵抗２１で減衰する。

上記のごとくスナバコンデンサ２２の容量Ｃｓと抵抗２１の抵抗値Ｒｓとコイル２３のインダクタンスを設定することで、トランジスタ１６で発生したリンギングを効果的に抑制することができる。特に、容量Ｃｓはトランジスタ１６の端子間容量Ｃａに対応して定めることができ、コイル２３のインダクタンスは第２ループのインダクタンスＬａに対応して定めることができ、抵抗値Ｒｓは、共振周波数Ｆｓにおけるインピーダンスに対応して定めることができる。即ち、スナバ回路２０の容量Ｃｓとコイル２３のインダクタンスと抵抗値Ｒｓを個別に定めることができる。実施例の技術を採用することで、リンギングを効果的に抑制するスナバ回路を備えた電力変換装置を容易に実現することができる。

スナバ回路２０と平滑コンデンサ１９で構成される第１ループのインダクタンスＬｓが、トランジスタ１６と平滑コンデンサ１９で構成される第２ループのインダクタンスＬａに等しくなるようにインダクタ素子のインダクタンスを調整したことによって、以下の利点が得られる。第１ループのインダクタンスＬｓは、共振周波数よりも高周波側の第１ループのインピーダンス特性の傾きに相当する。また、第２ループのインダクタンスＬａは、共振周波数よりも高周波側の第２ループのインピーダンス特性の傾きに相当する。インダクタンスＬａがインダクタンスＬｓに等しいということは、図２に示されているように、共振周波数Ｆｓより高周波側で、第１ループと第２ループのインピーダンス特性のグラフが平行になることを意味する。従って、共振周波数Ｆｓにおいて、第１ループのインピーダンスＺｓが第２ループのインピーダンスＺ２ａよりも所定の差以上で低くなるように抵抗値Ｒｓを定めれば、共振周波数Ｆｓより高い周波数帯で第１ループのインピーダンスが第２ループのインピーダンスより低くなることが保証される。その場合、共振周波数Ｆｓよりも高い周波数のリンギングの電流振動成分もスナバ回路２０に流れ易くなる。リンギングの主要周波数の電流振動成分だけでなく、さらに高周波の電流振動成分も抑制することができる。また、第１ループのインピーダンスＺｓが第２ループのインピーダンスＺ２ａよりも所定の差以上で低くなるように抵抗値Ｒｓを定めることによって、次の効果も期待できる。第１ループと第２ループの実際のインピーダンス特性が計算上のインピーダンス特性から多少ずれても、共振周波数Ｆｓよりも高周波側で第１ループのインピーダンスが第２ループのインピーダンスよりも大きくなる可能性が小さくなる。よって、共振周波数Ｆｓ（＝リンギング周波数Ｆａ）よりも高周波のノイズ成分は確実にスナバ回路２０に導かれることになり、スナバ回路２０のノイズ低減効果が期待できる。

また、共振周波数Ｆｓにおける第１ループのインピーダンスが抵抗値Ｒｓのみで定まるので、図２に示すように、共振周波数Ｆｓの付近における第１ループのインピーダンス曲線はフラットになる。このことは、実際のリンギング周波数Ｆａと実際の共振周波数Ｆｓが少しずれても、リンギングに対してスナバ回路２０が高い減衰特性を保持できることを意味する。

スナバコンデンサ２２の容量Ｃｓと抵抗２１の抵抗値Ｒｓとコイル２３のインダクタンスを上記のごとく調整することで、次の効果も期待できる。スナバコンデンサ２２の容量Ｃｓを端子間容量Ｃａに等しい値に設定し、第１ループのインダクタンスＬｓが第２ループのインダクタンスＬａに等しくなるようにコイル２３のインダクタンスを設定すると、リンギングを抑制するためのスナバ回路２０の設計が容易になる。即ち、昇圧コンバータ１０の設計において、トランジスタ１６の端子間容量Ｃａに応じて、スナバコンデンサ２２の容量Ｃｓを設定できる。別言すれば、トランジスタ１６の端子間容量Ｃａに応じて、スナバコンデンサ２２を選定できる。また、昇圧コンバータ１０の設計において、トランジスタ１６と平滑コンデンサ１９を接続する導体（バスバ）の設計に応じて、スナバ回路２０のコイル２３のインダクタンスを設定できる。別言すれば、トランジスタ１６と平滑コンデンサ１９を接続する導体（バスバ）の設計に応じて、スナバ回路２０のコイル２３を選定できる。

次に、スナバ回路２０の効果を確認するシミュレーションの結果について説明する。図３は、図１の回路のシミュレーション結果のグラフである。図３は、トランジスタ１６が時刻Ｔｓでオンからオフに変化したときの出力電圧の時間応答波形を示す。黒色の線がスナバ回路ありの場合の時間応答を示し、グレーの線はスナバ回路なしの場合の時間応答を示す。使用したパラメータは次のとおりである。出力電圧（昇圧後の電圧）＝６００［Ｖ］、トランジスタ１６の端子間容量Ｃａ＝１［ｎＦ］、トランジスタ１６と平滑コンデンサ１９のループ（第２ループ）のインダクタンスＬａ＝５０［ｎＨ］、平滑コンデンサ１９の容量Ｃｍ＝３５５［μＦ］、スナバコンデンサ２２の容量Ｃｓ＝１［ｎＦ］、抵抗２１の抵抗値Ｒｓ＝５００［ｍΩ］、スナバ回路２０と平滑コンデンサ１９で構成されるループ（第１ループ）のインダクタンスＬｓ＝５０［ｎＨ］。インダクタンスＬｓには、コイル２３のインダクタンスと、第１ループを構成する導体に生じる寄生インダクタンスが含まれている。シミュレーションに用いた条件は、［スナバコンデンサ２２の容量Ｃｓ］＝［トランジスタ１６の端子間容量Ｃａ］＝１［ｎＦ］である。また、［第１ループのインダクタンスＬｓ］＝［第２ループのインダクタンスＬａ］＝５０［ｎＨ］である。さらに、抵抗２１の抵抗値Ｒｓ＝５００［ｍΩ］は、図２のグラフのＺｓに相当する。図３に示すように、スナバ回路２０を採用することにより、リンギングによる電流振動成分が速やかに減衰する。

次に、抵抗値Ｒｓの影響を調べたシミュレーション結果について説明する。図４は、抵抗値Ｒｓを変えたときのノイズレベルの大きさをプロットしたグラフである。図４は、トランジスタ１６をオンオフしたときの時間応答を周波数変換し、リンギング周波数におけるレベル（ノイズレベル）の大きさを示している。図４に示すように、抵抗値Ｒｓ＝５００［ｍΩ］のときにノイズレベルが最小となる。このとき、ノイズレベルは、スナバ回路２０を用いない場合（Ｒｓ＝０の場合）と比較して、１０［ｄＢ］も下がっている。

抵抗値Ｒｓが大きすぎると、図２で説明したように、リンギングによる電流振動成分のうち、スナバ回路２０の第１ループを流れる電流量よりも平滑コンデンサ１９とトランジスタ１６の第２ループへ流れる電流量が多くなり、ノイズレベルが大きくなる。一方、抵抗値Ｒｓが小さすぎると、減衰効果が低下する。先に述べたように、抵抗値Ｒｓは、スナバ回路２０と平滑コンデンサ１９の第１ループの共振周波数ＦｓにおけるインピーダンスＺｓが、トランジスタ１６と平滑コンデンサ１９の第２ループの上記共振周波数ＦｓにおけるインピーダンスＺ２ａよりも小さくなるように設定される。

図２の例では、第１ループのインピーダンスＺｓが第２ループのインピーダンスＺ２ａよりも所定の差以上で低くなるように抵抗値Ｒｓを定めた。抵抗値Ｒｓは、共振周波数Ｆｓにおける第１ループのインピーダンスＺｓが共振周波数Ｆｓにおける第２ループのインピーダンスＺ２ａよりも小さくなるように設定されていれば、上記した条件を満たさなくともよい。すなわち、図２のグラフにおいて、共振周波数Ｆｓにて実線が点線よりも下側にあれば、共振周波数Ｆｓよりも高周波帯域で点線が実線よりも下側に位置していてもよい。

また、上記した例では、スナバコンデンサ２２の容量Ｃｓは、トランジスタ１６の端子間容量Ｃａに等しくなるように設定し、コイル２３のインダクタンスは、第１ループのインダクタンスが第２ループのインダクタンスに等しくなるように設定した。そのような条件を満足せずとも、容量Ｃｓとコイル２３のインダクタンスと抵抗値Ｒｓが、次の条件を満足すればよい。即ち、スナバ回路２０の共振周波数Ｆｓがトランジスタ１６のリンギング周波数Ｆａに一致し、第１ループの共振周波数Ｆｓにおけるインピーダンスが第２ループの共振周波数Ｆｓにおけるインピーダンスよりも小さくなるように設定されていればよい。具体的には、スナバコンデンサ２２の容量Ｃｓと第１ループのインダクタンスＬｓとの積［Ｃｓ・Ｌｓ］が、トランジスタ１６の端子間容量Ｃａと第２ループの寄生インダクタンスＬａの積［Ｃａ・Ｌａ］に一致していればよい。そして、第１ループの共振周波数Ｆｓにおけるインピーダンスが第２ループの共振周波数Ｆｓにおけるインピーダンスよりも小さくなるように抵抗値Ｒｓが設定されていればよい。その場合、スナバコンデンサ２２の容量Ｃｓとコイル２３のインダクタンスの設定に自由度が得られるという利点が得られる。

（第２実施例）図５〜図７を参照して第２実施例の電力変換装置を説明する。図５は、第２実施例の電力変換装置１０ａのブロック図である。電力変換装置１０ａは、直流電源２の電力を昇圧した後に交流に変換し、２個のモータ３ａ、３ｂに三相交流電力を供給するデバイスである。電力変換装置１０ａは、電気自動車に搭載されており、２個のモータ３ａ、３ｂは、走行用のモータである。モータ３ａ、３ｂは、発電機としても機能する。

電力変換装置１０ａは、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３１と、２個のインバータ３２ａ、３２ｂを含む。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３１は、直流電源２の電圧を昇圧してインバータ３２ａ、３２ｂへ供給する昇圧動作と、インバータ３２ａ、３２ｂから送られる回生電力を降圧して直流電源２に供給する降圧動作を行うことができる。回生電力とは、モータ３ａ、３ｂが発電した電力である。インバータ３２ａ、３２ｂは、モータ３ａ、３ｂが発電した交流電力を直流電力に変換して双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３１へ供給することができる。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３１は、フィルタコンデンサ１４、リアクトル１５、２個のトランジスタ１６ａ、１６ｂ、還流ダイオード１７ａ、１７ｂを備えている。２個のトランジスタ１６ａ、１６ｂは、直列に接続されており、夫々のトランジスタ１６ａ、１６ｂに、還流ダイオード１７ａ、１７ｂが逆並列に接続されている。高電位側のトランジスタ１６ａと低電位側の還流ダイオード１７ｂが主に降圧動作に関与し、低電位側のトランジスタ１６ｂと高電位側の還流ダイオード１７ａが主に昇圧動作に関与する。図５の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３１の回路構成と動作はよく知られているのでこれ以上の説明は省略する。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３１の高電圧端３１ａ、３１ｂに、平滑コンデンサ１９が接続されている。別言すれば、トランジスタ１６ａ、１６ｂの直列接続に対して平滑コンデンサ１９が並列に接続されている。トランジスタ１６ａと還流ダイオード１７ｂに着目して表現すると、平滑コンデンサ１９は、トランジスタ１６ａと還流ダイオード１７ｂの直列接続に対して並列に接続されている、と表現できる。また、トランジスタ１６ｂと還流ダイオード１７ａ着目して表現すると、平滑コンデンサ１９は、トランジスタ１６ｂと還流ダイオード１７ａの直列接続に対して並列に接続されている、と表現することもできる。その平滑コンデンサ１９に対してスナバ回路２０が並列に接続されている。スナバ回路２０は、抵抗２１、スナバコンデンサ２２、コイル２３の直列接続で構成されている。図５のスナバ回路２０は、図１に示したスナバ回路２０と同じである。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３１の高電圧端３１ａ、３１ｂに、インバータ３２ａ、３２ｂが接続されている。インバータ３２ａは、２個のトランジスタ４の直列接続を３セット備えている。各トランジスタ４に還流ダイオード５が逆並列に接続されている。３セットの直列接続は、電力正極線１３ａと電力負極線１３ｂの間に並列に接続されている。各直列接続の中点から交流が出力される。インバータ３２ｂの回路構成はインバータ３２ａの回路構成と同じであるため、図５ではインバータ３２ｂの回路構成は図示を省略している。

双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３１のトランジスタ１６ａ、１６ｂ、及び、インバータ３２ａ、３２ｂの複数のトランジスタ４は、いずれも、電力変換用のパワートランジスタであり、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）あるいは、ガリウムナイトライド（ＧａＮ）の基板をベースに作られている。そのようなトランジスタはスイッチング速度が速く、第１実施例のトランジスタ１６と同様に、リンギング（スイッチング後の電圧／電流振動）が大きい。スナバ回路２０は、次に説明するように、電力変換装置１０ａの全てのトランジスタ１６ａ、１６ｂ、４のリンギングを抑制することができる。

図５に示されているように、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３１のトランジスタ１６ａ、１６ｂ、及び、インバータ３２ａ、３２ｂの複数のトランジスタ４のいずれも、平滑コンデンサ１９及びスナバ回路２０と並列に接続されている。

電力変換装置１０ａでは、いずれのトランジスタも同じ特性であり、端子間容量Ｃａが同じである。また、電力変換装置１０ａでは、各トランジスタの夫々と平滑コンデンサ１９が構成するループ（第２ループ）のインダクタンスが同じになるように各トランジスタと平滑コンデンサ１９を接続する導体が調整されている。それゆえ、リンギングの周波数は、全てのトランジスタで同一となる。スナバコンデンサ２２の容量は、トランジスタの端子間容量に等しくなるように設定されている。コイル２３のインダクタンスは、スナバ回路２０と平滑コンデンサ１９とで構成されるループ（第１ループ）のインダクタンスが、夫々のトランジスタと平滑コンデンサで構成されるループ（第２ループ）のインダクタンスに等しくなるように調整されている。それゆえ、第１実施例の場合と同様に、スナバ回路２０の共振周波数が、トランジスタのリンギングの周波数に一致する。また抵抗２１の大きさは、スナバ回路２０と平滑コンデンサ１９のループ（第１ループ）の共振周波数Ｆｓにおけるインピーダンスが、その共振周波数Ｆｓにおける平滑コンデンサ１９と各トランジスタのループ（第２ループ）のインピーダンスよりも小さくなるように調整されている。上記のごとくスナバ回路２０の各要素が設定されているので、スナバ回路２０は、全てのトランジスタのリンギングを抑制することができる。図５の電力変換装置１０ａも、第１実施例の昇圧コンバータ１０と同様に、スナバ回路２０のコンデンサ２２の容量とコイル２３のインダクタンスと抵抗２１の大きさを個別に定めることができる。

図６に、電力変換装置１０ａのハードウエアの平面図を示し、図７に、図６のVII−VII線における断面図を示す。電力変換装置１０ａは、そのケース９０に、複数のパワーカード８と複数の冷却プレート４１を積層した積層ユニット４０と、リアクトルユニット１０４、第１コンデンサユニット１０３、第２コンデンサユニット１０５を収容している。

積層ユニット４０では、複数のパワーカード８と複数の冷却プレート４１が各々１個ずつ交互に積層されている。複数の冷却プレート４１には冷媒供給管９１と冷媒排出管９２が貫通している。冷媒供給管９１と冷媒排出管９２の一端はケース９０の外へと延びており、不図示の冷媒循環装置に接続されている。冷媒は冷媒供給管９１を通じて全ての冷却プレート４１に分配され、各冷却プレート４１に隣接するパワーカード８を冷却する。冷却プレート４１を通過した冷媒は、冷媒排出管９２を通じて不図示の冷媒循環装置に戻る。

各パワーカード８は、樹脂製の本体９に、直列に接続された２個のトランジスタと、各トランジスタに逆並列に接続された還流ダイオードを収容している。電力変換装置１０ａでは、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３１に、２個のトランジスタ１６ａ、１６ｂの直列接続が１組含まれており、インバータ３２ａ、３２ｂの夫々には２個のトランジスタ４の直接接続が３組含まれている。各々の直列接続が一つのパワーカード８に対応する。即ち、電力変換装置１０ａは７組の直列接続、即ち、７個のパワーカード８を備えている。各パワーカード８の本体９から、トランジスタの直列接続の高電位側端子に相当する正極端子８ａ、低電位側端子に相当する負極端子８ｂ、中点に相当する中点端子８ｃが延びている。全てのパワーカード８の正極端子８ａと負極端子８ｂは、それぞれ、正極バスバ４３と負極バスバ４２で第２コンデンサユニット１０５に接続されている。正極バスバ４３は、図５の電力正極線１３ａに相当し、負極バスバ４２は、図５の電力負極線１３ｂに相当する。

第２コンデンサユニット１０５には、図５の平滑コンデンサ１９に対応するコンデンサ素子１０５ａ、図５のスナバ回路２０のスナバコンデンサ２２に対応するコンデンサ素子１２２、図５の抵抗２１に対応する抵抗素子１２１、図５のコイル２３に対応するコイル素子１２３が埋設されている（図７参照）。コンデンサ素子１０５ａは、第２コンデンサユニット１０５の内部で、正極バスバ４３と負極バスバ４２の間に接続されている。抵抗素子１２１、コンデンサ素子１２２、コイル素子１２３は、第２コンデンサユニット１０５の内部で直列に接続されており、その直列接続（スナバ回路２０）が、正極バスバ４３と負極バスバ４２の間に接続されている。即ち、スナバ回路２０は、平滑コンデンサ１９を収容する第２コンデンサユニット１０５に収容されている。そして、スナバ回路２０（コンデンサ素子１２２と抵抗素子１２１とコイル素子１２３）は、第２コンデンサユニット１０５の内部で、平滑コンデンサ１９（コンデンサ素子１０５ａ）と並列に接続されている。スナバ回路２０を第２コンデンサユニット１０５に収容することで、スナバ回路２０のための独立した空間を確保する場合に比べて電力変換装置１０ａを小型化できる。

２個のインバータ３２ａ、３２ｂを構成する６個のパワーカード（図６の左端のパワーカードを除く他のパワーカード８）の中点端子８ｃは、別のバスバを介して外部との接続端子９３に接続されている。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３１に含まれるトランジスタの直列接続を含むパワーカード（図６の左端のパワーカード８）は、バスバ４４を介してリアクトルユニット１０４に接続されている。リアクトルユニット１０４、第１コンデンサユニット１０３は、さらに別のバスバ４５を介して相互に接続されている。なお、図６に示すリアクトルユニット１０４には、図５のリアクトル１５に対応するリアクトル素子が収容されており、第１コンデンサユニット１０３には、図５のフィルタコンデンサ１４に対応するコンデンサ素子が格納されている。

実施例で説明した技術に関する留意点を述べる。平滑コンデンサ１９は、数［ｋＨｚ］から数十［ｋＨｚ］のリップルを抑制するコンデンサであり、その容量は、概ね、数十［μＦ］から数百［μＦ］の間で設定される。一方、数［ＭＨｚ］から数十［ＭＨｚ］のリンギング抑制のために挿入されているスナバコンデンサ２２の容量は、概ね、数百［ｐＦ］から数［ｎＦ］の間で設定される。スナバコンデンサ２２の容量Ｃｓは、リップルを抑制するための平滑コンデンサ１９の容量Ｃｍの１０００分の１以下である。これだけの差があるので、スナバコンデンサ２２の容量決定に際して、平滑コンデンサ１９の容量を無視し得る。

実施例のトランジスタ１６、１６ａ、１６ｂ、４が、請求項の「電力変換用のトランジスタ」の一例に相当する。実施例のコイル２３が請求項の「インダクタ素子」の一例に相当する。図１の符号Ａが示すループが請求項の「第１ループ」の一例に相当し、図１の符号Ａ２が示すループが請求項の「第２ループ」の一例に相当する。図５においてスナバ回路２０と平滑コンデンサ１９が構成するループが請求項の「第１ループ」の別の一例に相当し、各トランジスタと平滑コンデンサ１９で構成されるループが請求項の「第２ループ」の別の一例に相当する。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。

２：直流電源
３ａ、３ｂ：モータ
４、１６、１６ａ、１６ｂ：トランジスタ
５、１７：還流ダイオード
８：パワーカード
１０：昇圧コンバータ
１０ａ：電力変換装置
１４：フィルタコンデンサ
１５：リアクトル
１６ｃ：コンデンサ（端子間容量Ｃａ）
１６ｄ：ドレイン電極
１６ｓ：ソース電極
１８：逆流防止ダイオード
１９：平滑コンデンサ
２０：スナバ回路
２１：抵抗
２２：スナバコンデンサ
２３：コイル
２８：コイル（寄生インダクタンスＬａ）
３１：双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
３２ａ、３２ｂ：インバータ
１０３：第１コンデンサユニット
１０４：リアクトルユニット
１０５：第２コンデンサユニット
１２１：抵抗素子
１２２：コンデンサ素子
１２３：コイル素子

Claims (3)

1. 電力変換用のトランジスタと、
   前記トランジスタに直列に接続されているダイオードと、
   前記トランジスタと前記ダイオードとに並列に接続されており、前記トランジスタが発生するリップルを抑制する平滑コンデンサと、
   スナバコンデンサとインダクタ素子と抵抗の直列接続で構成されており、前記平滑コンデンサに並列に接続されているスナバ回路と、
   を備えており、
   前記スナバコンデンサの容量と前記インダクタ素子のインダクタンスと前記抵抗の大きさが、前記スナバ回路の共振周波数が前記トランジスタのリンギング周波数に一致し、前記スナバ回路と前記平滑コンデンサで構成される第１ループの前記共振周波数におけるインピーダンスが前記トランジスタと前記平滑コンデンサで構成される第２ループの前記共振周波数におけるインピーダンスよりも小さくなるように設定されている、電力変換装置。
2. 前記スナバコンデンサの容量は、前記トランジスタの端子間容量に等しくなるように設定されており、
   前記インダクタ素子のインダクタンスは、前記第１ループのインダクタンスが前記第２ループのインダクタンスに等しくなるように設定されており、
   前記抵抗の大きさは、前記共振周波数における前記第１ループのインピーダンスが前記共振周波数における前記第２ループのインピーダンスよりも小さくなるように設定されている、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記スナバ回路は、前記平滑コンデンサを収容するコンデンサユニットに収容されている、請求項１または２に記載の電力変換装置。