JP6835900B2 - 直流パルス電源装置、及び直流パルス電源装置の磁気飽和リセット方法 - Google Patents

Description

本発明は、直流リアクトルの磁気飽和を防止する技術分野に関し、チョッパ回路が備える直流リアクトルの磁気飽和を防止する直流電源装置、及びの磁気飽和リセット方法に関する。

直流パルス電源装置は、パルス出力を発生するパルス発生回路として、直流リアクトルとスイッチング素子との直列回路を備えた回路構成が知られている。パルス発生回路は、スイッチング素子のオン／オフ動作を繰り返すことにより直流電圧を断続させパルス波形の直流電圧を発生する。

直流パルス電源装置が出力するパルス出力は、直流電圧のオン状態とオフ状態とを数Hz〜数百kHzで繰り返す高周波出力である。

直流パルス電源装置は、プラズマ発生装置、パルスレーザ励起、放電加工機等の負荷へパルス出力を供給する電源装置として用いられる。直流電源装置をプラズマ発生装置に用いる場合には、パルス出力をプラズマ発生チャンバ内の電極間に供給し、電極間の放電によるプラズマを着火させ、発生したプラズマを維持する。

図２１（ａ）は直流パルス電源装置の一構成例であり、チョッパ回路を用いたパルス発生回路を備えた構成例を示している。直流パルス電源装置ではパルス波形を発生する回路として昇圧チョッパ回路が知られている。直流パルス電源装置１００Ａは直流電源部１１０Ａとパルス部１２０Ａとにより構成される。パルス部１２０Ａの昇圧チョッパ回路は、直流リアクトル１２１Ａとスイッチング素子１２２Ａの直列接続により構成され、スイッチング素子１２２Ａは駆動回路１２３Ａの駆動信号に基づくオン／オフ動作により、直流電源部１１０Ａの直流電圧を昇圧させたパルス出力を負荷１５０Ａに供給する（特許文献１，２）。

特開平８−２２２２５８号公報（図１、段落００１２） 特開２００６−６０５３号公報（図１）

図２１（ａ）に示すパルス部１２０Ａのチョッパ回路では、スイッチング素子１２２ＡのドレインＤとソースＳとの間のＤＳ電圧は、スイッチング素子１２２Ａがオフ時において直流リアクトル１２１Ａに含まれるリーケージインダクタンスにより発生するサージ電圧により上昇する。本出願の発明者は、サージ電圧によるスイッチング素子１２２Ａの損傷を回避するために、直流リアクトル１２１Ｂの両端電圧を所定電圧にクランプする電圧クランプ部１３０clampを設ける構成を提案している。図２１（ｂ）は提案する回路構成の概略を示している。電圧クランプ部１３０clampＢは、直流リアクトル１２１Ｂに並列接続したコンデンサＣを備える。電圧クランプ部１３０clampＢは、コンデンサＣの電圧ＶCをサージ電圧よりも低い電圧にクランプすることによりＤＣ電圧の過剰な電圧上昇を抑制する。

直流パルス電源装置は、プラズマ負荷に電力を供給する際にアークが発生した場合には、通常状態においてパルス出力を発生するパルスモードからアークモードに切り替えることによりプラズマを維持しつつアークの発生を解消する。アークモードでは、スイッチング素子１２２Ｂのオン／オフ周期、及び／又はオン期間の時間幅を変更することによりプラズマ負荷に供給する電力を絞ることにより、プラズマを維持すると共にアークの発生を解消する。アークモードにおいて、直流リアクトル１２１Ｂに印加される電圧は、スイッチング素子１２２Ｂのオン期間とオフ期間で電圧印加の極性が逆方向となる。

通常、リアクトルは電流の増加に伴って磁界が増加すると透磁率が低下していき、磁性材料が持つ最大磁束密度に達すると磁気飽和の状態となる。磁気飽和時の低透磁率は過電流の要因となる。リアクトルの磁気飽和は、リアクトルに印加する逆極性の電圧と時間の積である電圧時間積（ET積）が等しくなることによりリセットされる。

アークモードにおいて、極性が逆方向となるスイッチング素子１２２Ｂのオン期間とオフ期間において印加電圧と印加時間の電圧時間積が等しくなることにより、直流リアクトル１２１Ｂの磁気飽和はリセットされる。

しかしながら、電圧クランプ部を備えた回路構成では、直流リアクトルの磁気飽和リセットが不十分となるという問題が発生する。図２１（ｄ）は磁気飽和の発生状態を示している。スイッチング素子１２２Ｂがオフ期間（Ｔ―Ｔw）の電圧は、電圧クランプ部１３０clampＢのコンデンサＣでクランプされた電圧ＶCにより抑制される。そのため、スイッチング素子１２２Ｂがオフ期間の電圧時間積Ｓoffはスイッチング素子１２２Ｂがオン期間（Ｔw）の電圧時間積Ｓonよりも小さいため、直流リアクトルの偏磁はリセットされることなく磁気飽和に至る。磁気飽和をリセットするにはオフ期間の時間幅を長くする必要があるが、通常、アークモード時のオン期間（Ｔｗ）は予め定められた固定時間であり、連続して発生する。したがって、オフ期間（Ｔ−Ｔｗ）は、非常に短く、磁気飽和をリセットするに十分に長いオフ期間を設けることは困難である。

磁気飽和を解消する構成例として、磁気飽和時に直流電源部を停止させる構成が検討される。図２１（ｃ）は直流電源部１１０Ｃを停止する構成例を示している。この構成例では、制御回路部１４０Ｃは磁気飽和時に停止指令信号を直流電源部１１０Ｃに出力して直流電源部１１０Ｃの出力動作を停止させる。直流電源部１１０Ｃは、停止指令信号を検出し、パルス部１２０Ｃ及び負荷１５０Ｃへの電力供給を停止する。パルス部１２０Ｃは、直流電源部１１０Ｃからの電力供給が停止されるため、直流リアクトル１２１Ｃの磁気飽和はリセットされる。制御回路部１４０Ｃは、直流リアクトル１２１Ｃがリセットされた後、再起動指令を直流電源部１１０Ｃに送り、直流電源部１１０Ｃを再起動させる。

なお、図２１（ｃ）に示す構成例では、直流パルス電源装置１００Ｃのパルスモードにおいてパルス出力を連続出力している間において、アーク検出部１６０Ｃが負荷１５０Ｃのプラズマ発生装置でのアーク発生を検出すると、制御回路部１４０Ｃは割り込み処理により、アークモードで制御を行う。アークモードにおいて、制御回路部１４０Ｃはアーク検出に基づいてオン／オフ周期、及び／又はオン期間の時間幅を変更して直流電源部１１０Ｃから負荷１５０Ｃへの電力供給を抑制する。

図２２、及び図２３は、図２１（ｃ）の直流パルス電源装置１００Ｃにおいて、直流電源部１１０Ｃを停止させて磁気飽和をリセットさせる動作を説明するためのフローチャート、及び波形図である。

直流パルス電源装置は、プラズマ負荷に定常電力を供給するパルスモードの動作中にアークの発生を検出した場合には、割り込み処理によりアークモードの制御を行う。アーク検出部１６０Ｃによりプラズマ負荷１５０Ｃのアーク発生が検出されると（Ｓ１２１）、制御回路部１４０Ｃはこのアーク検出を受けて、アークモードでスイッチング素子１２２Ｃを動作させる（Ｓ１２２）。

アークモードでは、パルス周期の変更、及び／又は、パルス周期の時間幅Ｔの内のスイッチング素子をオン状態とする時間幅Ｔwを変更する。パルス周期の時間幅Ｔの内、時間幅Ｔwの間スイッチング素子１２２Ｃをオン状態とし、負荷１５０Ｃへの電力供給を停止する。次のパルス周期が開始するまでの時間幅（Ｔ―Ｔw）の間はオフ状態とし、負荷１５０Ｃへ電力を供給する。ここで、時間幅Ｔwをスイッチング素子のオン／オフ動作のパルス周期の時間幅Ｔより短い時間幅に設定する。スイッチング素子１２２Ｃがオン状態の期間では、直流電源部１１０Ｃはスイッチング素子１２２Ｃのオン抵抗電圧を負荷１５０Ｃに印加するが、オン抵抗電圧はほぼ接地電圧に近い電圧であるため、負荷への電力供給は主にオフ状態の期間の時間幅（Ｔ―Ｔw）となる。これにより、負荷への電力供給を抑制することによりアークの発生を解消する。

アークモードにおいて、直流リアクトル１２１Ｃには直流リアクトル電流ｉDCLが流れ、直流リアクトル電流ｉDCLの電流値は時間幅Ｔwの間に徐々に増加し、時間幅（Ｔ―Ｔw）の間に直流リアクトル電流ｉDCLは減少する。なお、時間幅（Ｔ―Ｔw）時間幅Ｔwと比較して短時間であるため、減少量は僅かである。

アークモードにおいて、サージ電圧による過剰な電圧上昇を回避するために、電圧クランプ部１３０clampＣにより直流リアクトルの電圧を抑制する構成では、オン期間の時間幅Ｔwとオフ期間の時間幅（Ｔ―Ｔw）で逆極性の電圧を印加する。このとき、オフ期間での印加電圧がクランプされるため、オン期間の電圧時間積Ｓonに対して、オフ期間の電圧時間積Ｓoffが小さくなって偏磁が生じ、オン／オフ動作を複数回繰り返す間に、直流リアクトル１２１Ｃが磁気飽和する。

アーク発生中において、オン状態のスイッチング素子により直流リアクトルが偏磁状態から磁気飽和に至る間に、直流リアクトル電流ｉDCLの電流値は徐々に増加していき、直流リアクトル１２１Ｃが磁気飽和する飽和電流レベルｉSAに達する。直流リアクトル１２１Ｃが磁気飽和に至ると、リアクトルのインダクタンス機能が低減し過剰電流が発生してスイッチング素子を損傷させる要因となる。

制御回路部１４０Ｃは、パルスモードでの動作中に（Ｓ１１１）、アークの発生を検出すると（Ｓ１２１）、割り込みによりアークモード（Ｓ１２２）としてアークの発生を解消すると共に、磁気飽和のリセット処理（Ｓ１１２）を行う。

リセット処理（Ｓ１１２）では、磁気飽和が検出されると（Ｓ１１２ａ）、直流電源部１１０Ｃを停止させる（Ｓ１１２ｂ）。直流電源部１１０Ｃの停止は、停止時間Ｔstopが設定時間ＴSTとなるまで続ける（Ｓ１１３ａ）。

通常、直流リアクトルをオン／オフ動作させるスイッチング素子には、過剰電流による素子損傷を避けるためにスナバ回路が並列接続されている。なお、図２１ではスナバ回路の図示は省略している。図２１（ｃ）において、直流電源部１１０Ｃの電力供給が停止されると、スナバ回路のコンデンサの放電電流等により直流リアクトル電流ｉDCLは徐々に減少し、直流リアクトルの電圧が低下する。これにより、スイッチング素子がオン期間に対応する極性の電圧時間積が減少し、オフ期間に対応する極性の電圧時間積との差分が減少するため、直流リアクトル１２１Ｃの磁気飽和はリセットされる。直流リアクトル１２１Ｃの磁気飽和のリセットは、直流電源部１１０Ｃの停止時間Ｔstopが予め定めておいた設定時間ＴSTを経過したか否かにより判定することができる。ここで、設定時間ＴSTは直流リアクトル１２１Ｃの磁気飽和がリセットされるに十分な時間として設定される。

制御回路部１４０Ｃは、磁気飽和がリセットされたと判定した後、再起動指令を出力して直流電源部１１０Ｃを再起動させ、パルス部１２０Ｃへの電力供給を再開させ（Ｓ１１３ｂ）、その後パルスモードで制御を行う（Ｓ１１４）。

しかしながら、直流電源部を停止させることにより磁気飽和をリセットさせる構成では、直流電源部が停止するため負荷への電力供給が停止される。電力供給が停止されると、負荷側の装置を再起動させる必要があり、再起動時間を要するという課題がある。例えば、プラズマ発生装置等のプラズマ負荷では、プラズマ放電が停止した後にプラズマを再度発生させるために再起動を行う必要がある。再起動時間はプラズマ処理の効率を低下させる要因となる。アークの発生が重なると、その度に再起動時間が必要となるため、プラズマ処理の効率低下は装置稼働率の低下の大きな要因となる。

本発明は前記した従来の問題点を解決し、直流パルス電源装置において、直流リアクトルの磁気飽和をリセットすることを目的とする。また、磁気飽和のリセット時において、負荷への電力供給を継続することを目的とする。

本発明は、直流リアクトルが磁気飽和状態に至った際に、スイッチング素子のオン／オフ動作を所定時間だけ休止させ、オフ状態とすることにより、直流リアクトルの磁気飽和をリセットすると共に負荷への電力供給を維持する。磁気飽和がリセットされた後に、通常のパルスモードによるパルス出力を再開させる。電圧クランプ部によりクランプされた電圧であっても、オン期間における電圧時間積に見合うに十分な長さの休止時間の間、スイッチング素子をオフ状態とすることにより、逆極性の電圧時間積がキャンセルされ磁気飽和した直流リアクトルはリセットさせる。このとき、直流リアクトルの透磁率は、直流リアクトルの偏磁の解消、及び磁気飽和のリセットに伴って増加し、直流リアクトル電流ｉDCLの電流値は減少する。

一方、この休止時間の間、スイッチング素子はオフ状態にあるためパルス出力の発生は休止しているが、直流電源と負荷とは直流リアクトルを介して接続されるため、負荷には直流電圧が印加され電力供給が維持される。

負荷への電力供給停止により磁気飽和をリセットする場合には、負荷側の装置の再起動、及び再起動時間という課題が発生するが、本発明のスイッチング素子の休止による磁気飽和リセットによれば、負荷に対する電力供給は維持されるため、負荷側の装置の再起動、及び再起動時間といった課題は解消される。

本発明は、直流パルス電源装置及び直流パルス電源装置の制御方法の形態を備える。
［直流パルス電源装置］
本発明の直流パルス電源装置は、
(a) 直流電源部
(b) 直流リアクトルとスイッチング素子との直列回路を備え、直流電源部の直流電圧からパルス出力を発生するパルス部
(c) パルス部の直流リアクトルに並列接続されたキャパシタを含み、キャパシタのキャパシタ電圧により直流リアクトルの両端電圧をクランプ電圧に制限する電圧クランプ部
(d) パルス部のスイッチング素子のオン／オフ動作を制御する制御回路部
を備える。

制御回路部は、
(d1) スイッチング素子のスイッチング動作の周期を制御するスイッチング周期制御部、
(d2) 前記スイッチング素子のスイッチング動作の休止及び再開を制御する休止／再開制御部
を備える。

（d1:スイッチング周期制御部）
スイッチング周期制御部は、アーク状態に応じてパルス周期及び／又はパルス幅を異にするアークモードとパルスモードの２つの動作モードを備える。

(1)アークモード：
アークモードは、アーク発生状態において、負荷への電力供給を停止してアークの発生を抑制する第１の周期モードであり、直流リアクトルの偏磁に伴って直流リアクトル電流の電流値は飽和電流レベルに向かって増加する。

(2)パルスモード：
パルスモードは、通常のプラズマ駆動状態において、負荷への電力供給を定常的に行う所定周期の第２の周期モードであり、直流リアクトル電流の電流値の変動は飽和電流レベル以下のレベル領域に収まる。

パルスモードは、モード中にスイッチング素子のスイッチング動作を休止させる休止時間を挟み、この休止時間の間に、休止／再開制御部により負荷への電力供給を維持しながら直流リアクトルの磁気飽和をリセットする。

（d2:休止／再開制御部）
休止／再開制御部は、
(a) 直流リアクトルが磁気飽和に達した時点において、スイッチング素子をオフ状態としてスイッチング動作を休止する休止制御を行う。
休止状態においてスイッチング素子はオフ状態となり、この時の直流リアクトルの電圧時間積はクランプされたキャパシタ電圧と休止時間との積になる。休止状態の電圧時間積は、休止時間を十分にとることにより、スイッチング素子がオン状態の電圧時間積と同等とすることができ、これにより磁気飽和はリセットされる。なお、直流リアクトル電圧は、直流リアクトルに蓄積された蓄積エネルギーにより発生する電圧であり、休止時間の時間幅はクランプ電圧との電圧時間積が、スイッチング素子がオン状態の時の電圧時間積に相当するに十分な長さである。この休止制御では、スイッチング素子はオフ状態にあるため、直流電源から負荷への直流電圧の印加は維持される。

(b) 直流リアクトルの磁気飽和がリセットされた時点において、スイッチング素子の駆動動作を再開する再開制御を行う。

休止／再開制御部による休止制御及び再開制御は、それぞれ時間に基づく制御態様、又は電流に基づく制御態様を備える。

(a)休止制御：
(a1) 時間に基づく制御態様による休止制御は、複数回のパルス動作においてスイッチング動作を休止する累積時間幅と、磁気飽和の飽和レベルに相当する設定時間幅との比較に基づいて、累積時間幅が設定時間幅を越えた場合にスイッチング素子を休止させる。

(a2) 電流に基づく制御態様による休止制御は、複数回のパルス動作で増加する直流リアクトル電流の電流値と、磁気飽和の飽和レベルに相当する設定電流値との比較に基づいて、直流リアクトル電流の電流値が設定電流値を越えた場合にスイッチング素子を休止させる。

(b)再開制御：
(b1) 時間に基づく制御態様による再開制御は、休止制御による休止時間と、磁気飽和がリセットされる設定時間幅との比較に基づいて、休止時間が設定時間幅に達した時にパルスモードによるスイッチング素子動作を再開する。

(b2) 電流に基づく制御態様による再開制御は、休止制御により減少する直流リアクトル電流の電流値と、磁気飽和がリセットされ、パルスモードを行う際の直流リアクトル電流の電流値との比較に基づいて、直流リアクトル電流の電流値がパルスモード時の電流値に低下した時にパルスモードによるスイッチング素子動作を再開する。

休止制御及び再開制御は、両制御を時間に基づいて制御する時間制御の第１の態様、両制御を電流に基づいて制御する電流制御の第２の態様、休止制御を時間に基づいて制御し、再開制御を電流に基づいて制御する第３の態様、休止制御を電流に基づいて制御し、再開制御を時間に基づいて制御する第４の態様の各態様を備える。なお、上記の時間制御は、スイッチング素子を経過時間に基づいて制御する制御態様を意味し、時間自体を制御対象とするものではない。また、上記の電流制御は、スイッチング素子を電流値に基づいて制御する制御態様を意味し、電流自体を制御対象とするものではない。

（第１の態様）
第１の態様は、休止制御及び再開制御を時間に基づく時間制御により行う態様である。第１の態様において、休止／再開制御部は、アークモードのスイッチング素子のオン／オフ動作において各オン状態の時間幅（Ｔon）を累積した累積パルス幅（Ｔpulse）が磁気飽和の許容時間幅（ＴP）を越えた時点でスイッチング素子の動作を休止する。スイッチング素子の休止時間（Ｔrest）が設定時間（ＴRE）を越えた時点でスイッチング素子の動作を再開する。

（第２の態様）
第２の態様は、休止制御及び再開制御を電流に基づく電流制御により行う態様である。第２の態様において、休止／再開制御部は、アークモードにおいて、スイッチング素子の直流リアクトル電流（ｉDCL）の増加が直流リアクトル電流の磁気飽和レベル（ｉSA）を越えた時点でスイッチング素子の動作を休止する。スイッチング素子の直流リアクトル電流（ｉDCL）が、パルスモードにおける直流リアクトル電流のパルスモードレベル（ｉPA）を越えた時点でスイッチング素子の動作を再開する。

（第３の態様）
第３の態様は、休止制御を時間に基づく時間制御により行い、再開制御を電流に基づく電流制御により行う態様である。第３の態様において、休止／再開制御部は、アークモードのスイッチング素子のオン／オフ動作において各オン状態の時間幅（Ｔon）を累積した累積パルス幅（Ｔpulse）が磁気飽和の許容時間幅（ＴP）を越えた時点でスイッチング素子の動作を休止する。スイッチング素子の直流リアクトル電流（ｉDCL）が、パルスモードにおける直流リアクトル電流のパルスモードレベル（ｉPA）を越えた時点でスイッチング素子の動作を再開する。

（第４の態様）
第４の態様は、休止制御を電流に基づく電流制御により行い、再開制御を時間に基づく時間制御により行う態様である。休止／再開制御部は、アークモードにおけるスイッチング素子の直流リアクトル電流（ｉDCL）が直流リアクトル電流の磁気飽和レベル（ｉSA）を越えた時点で前記スイッチング素子の動作を休止する。スイッチング素子の休止時間（Ｔrest）が設定時間（ＴRE）を越えた時点で前記スイッチング素子の動作を再開する。

休止制御及び再開制御は、時間に基づく時間制御及び電流に基づく電流制御の組み合わせについて第１の態様〜第４の態様の何れの態様を適用してもよい。

（電圧クランプ部）
電圧クランプ部は、キャパシタ電圧の内、クランプ電圧を越える電圧分を直流電源部に回生する回生回路を用いて構成する他、他の通常知られるクランプ回路を用いた構成を適用してもよい。電圧クランプ部として回生回路を用いた場合には、回生回路が直流電源部との間に設けた変圧器の変圧比により定まるキャパシタ電圧がクランプ電圧となり、クランプ電圧を越える電圧分は直流電源部に回生される。

［直流パルス電源装置の制御方法］
本発明の直流パルス電源装置の制御方法は、直流電源部と、直流電源部の直流電圧からパルス出力を発生する直流リアクトルとスイッチング素子との直列回路を備えたパルス部と、パルス部の直流リアクトルに並列接続されたキャパシタのキャパシタ電圧により直流リアクトルの両端電圧をクランプ電圧に制限する電圧クランプ部と、パルス部のスイッチング素子のオン／オフ動作を制御する制御回路部を備える直流パルス電源装置の制御方法である。

制御回路部による制御は、
(d1) スイッチング素子のスイッチング動作の周期を制御するスイッチング周期制御、
(d2) スイッチング素子のスイッチング動作の休止及び再開を制御する休止／再開制御
を備える。

（d1:スイッチング周期制御）
スイッチング周期制御は、アーク状態に応じてパルス周期及び／又はパルス幅を異にするアークモードとパルスモードの２つの動作モードを備える。

(1)アークモード：
アークモードは、アーク発生状態において、負荷への電力供給を停止してアークの発生を抑制する第１の周期モードであり、直流リアクトルの偏磁に伴って直流リアクトル電流の電流値は飽和電流レベルに向かって増加する。

(2)パルスモード：
パルスモードは、通常のプラズマ駆動状態において、負荷への電力供給を定常的に行う所定周期の第２の周期モードであり、直流リアクトル電流の電流値の変動は飽和電流レベル以下のレベル領域に収まる。

パルスモードは、モード間に、スイッチング素子のスイッチング動作を休止させる休止時間を挟み、この休止時間の間に、休止／再開制御により負荷への電力供給を維持しながら直流リアクトルの磁気飽和をリセットする。

(d2：休止／再開制御)
休止／再開制御は、
(a) 直流リアクトルが磁気飽和に達した時点において、スイッチング素子をオフ状態としてスイッチング動作を休止する休止制御を行う。
休止状態においてスイッチング素子はオフ状態となり、この時の直流リアクトルの電圧時間積はクランプされたキャパシタ電圧と休止時間との積になる。休止状態の電圧時間積は、休止時間を十分にとることにより、スイッチング素子がオン状態の電圧時間積と同等とすることができ、これにより磁気飽和はリセットされる。なお、直流リアクトル電圧は、直流リアクトルに蓄積された蓄積エネルギーにより発生する電圧であり、休止時間の時間幅はクランプ電圧との電圧時間積が、スイッチング素子がオン状態の時の電圧時間積に相当するに十分な長さである。この休止制御では、スイッチング素子はオフ状態にあるため、直流電源から負荷への直流電圧の印加は維持される。

(b) 直流リアクトルの磁気飽和がリセットされた時点において、スイッチング素子の駆動動作を再開する再開制御を行う。

休止制御及び再開制御は、それぞれ時間に基づく制御、又は電流に基づく制御により行う。

(a)休止制御：
(a1) 時間に基づく制御態様による休止制御は、複数回のパルス動作においてスイッチング動作を休止する累積時間幅と、磁気飽和の飽和レベルに相当する設定時間幅との比較に基づいて、累積時間幅が設定時間幅を越えた場合にスイッチング素子を休止させる。

(a2) 電流に基づく制御態様による休止制御は、複数回のパルス動作で増加する直流リアクトル電流の電流値と、磁気飽和の飽和レベルに相当する設定電流値との比較に基づいて、直流リアクトル電流の電流値が設定電流値を越えた場合にスイッチング素子を休止させる。

(b)再開制御：
(b1) 時間に基づく制御態様による再開制御は、休止制御による休止時間と、磁気飽和がリセットされる設定時間幅との比較に基づいて、休止時間が設定時間幅に達した時にパルスモードによるスイッチング素子動作を再開する。

(b2) 電流に基づく制御態様による再開制御は、休止制御により減少する直流リアクトル電流の電流値と、磁気飽和がリセットされ、パルスモードを行う際の直流リアクトル電流の電流値との比較に基づいて、直流リアクトル電流の電流値がパルスモード時の電流値に低下した時にパルスモードによるスイッチング素子動作を再開する。

休止／再開制御部による休止制御及び再開制御は、それぞれ時間に基づく制御、又は電流に基づく制御により行う。休止制御及び再開制御の両制御を時間に基づいて制御する時間制御の第１の態様、両制御を電流に基づいて制御する電流制御の第２の態様、休止制御を時間に基づいて制御し、再開制御を電流に基づいて制御する第３の態様、休止制御を電流に基づいて制御し、再開制御を時間に基づいて制御する第４の態様の各態様を備える。

以上説明したように、本発明によれば、直流パルス電源装置において、直流リアクトルの磁気飽和をリセットし、磁気飽和のリセット時において、負荷への電力供給を継続することができる。

本発明の直流電源装置の概略構成を説明するための図である。 本発明の直流電源装置の動作を説明するための図である。 本発明の直流電源装置の構成及び動作を説明するための図である。 本発明の直流電源装置による磁気飽和リセットの概略動作を説明するためのフローチャートである。 本発明の直流電源装置による磁気飽和リセットの休止制御及び再開制御の第１，２の態様を説明するためのフローチャートである。 本発明の直流電源装置による磁気飽和リセットの休止制御及び再開制御の第３，４の態様を説明するためのフローチャートである。 本発明の直流電源装置による磁気飽和リセットの休止制御及び再開制御の概略動作を説明するためのフローチャートである。 本発明のプラズマ負荷の直流電源装置において、磁気飽和リセットの休止制御、再開制御、及びアークモードの割り込み処理の第１の態様を説明するためのフローチャートである。 本発明のプラズマ負荷の直流電源装置において、磁気飽和リセットの休止制御、再開制御、及びアークモードの割り込み処理の第２の態様を説明するためのフローチャートである。 本発明のプラズマ負荷の直流電源装置において、磁気飽和リセットの休止制御、再開制御、及びアークモードの割り込み処理の第３の態様を説明するためのフローチャートである。 本発明のプラズマ負荷の直流電源装置において、磁気飽和リセットの休止制御、再開制御、及びアークモードの割り込み処理の第４の態様を説明するためのフローチャートである。 本発明のプラズマ負荷の直流電源装置において、第１，２の態様の構成例を説明するためのブロック図である。 本発明のプラズマ負荷の直流電源装置において、第３，４の態様の構成例を説明するためのブロック図である。 本発明の直流パルス電源による休止制御及び再開制御の波形図である。 本発明の直流パルス電源の構成例について、電圧クランプ部として回生部を備える第１の構成例を説明するためのブロック図である 本発明の直流パルス電源装置の回生部の回路構成例を説明するための図である。 本発明の直流パルス電源の構成例について、電圧クランプ部として回生部を備える第２の構成例を説明するためのブロック図である。 本発明の直流パルス電源の構成例について、電圧クランプ部として回生部を備える第３の構成例を説明するためのブロック図である。 本発明の直流パルス電源の構成例について、電圧クランプ部として回生部を備える第４の構成例を説明するためのブロック図である。 本発明の直流パルス電源の構成例について、電圧クランプ部として回生部を備える第５の構成例を説明するためのブロック図である。 直流パルス電源装置の従来構成例、及び電圧クランプ部を備えた構成例を説明するための図である。 直流電源部を停止させて磁気飽和をリセットさせる動作を説明するためのフローチャートである。 直流電源部を停止させて磁気飽和をリセットさせる動作を説明するための波形図である。

本発明の直流パルス電源は、パルス部が備える直流リアクトルが磁気飽和状態に至った際に、パルス部のスイッチング動作を所定時間の間だけ休止させてパルス出力の発生を止め、直流リアクトルの直流電圧を低下させることにより直流リアクトルの磁気飽和をリセットする。磁気飽和リセットが行われる休止時間の間においても、直流リアクトルを介して直流電源部から負荷に直流電流が流れるため負荷への電力供給は維持され、プラズマ負荷におけるプラズマの消失は回避される。

本発明の直流電源装置の概略構成及び動作を図１，図２を用いて説明し、本発明の直流パルス電源の磁気飽和リセットの動作について図３〜図１１のフローチャートを用いて説明する。なお、図４〜図６は磁気飽和リセットの休止制御及び再開制御の概略動作を説明ためのフローチャートであり、図７〜図１１は、直流電源装置をプラズマ負荷に電力供給を行う場合において、磁気飽和リセットの休止制御、再開制御、及びアークモードの割り込み処理の概略動作を説明ためのフローチャートである。図１２，１３は、プラズマ負荷に適用する直流電源装置の概略構成の休止制御及び再開制御の各態様を説明ためのブロック図であり、図１４は、休止制御及び再開制御の波形図であり、図１４（ａ）は時間に基づく時間制御の波形図であり、図１４（ｂ）は電流に基づく電流制御の波形図である。

図１５，図１７〜図２０は、本発明の直流パルス電源の構成例について、電圧クランプ部として回生部を備える第１の構成例〜第５の構成例を説明するための図である。図１６は回生部の概略構成図である。

［直流パルス電源装置の概略構成］
図１は本発明の直流パルス電源装置の概略構成例を示している。直流パルス電源装置は直流電源部１０、パルス部２０、電圧クランプ部３０clamp、制御回路部４０を備え、パルス部２０は直流電源部１０の直流電圧からパルス出力を形成し、負荷５０に供給する。

パルス部２０は、昇圧チョッパ回路によりパルス出力を形成する構成である。パルス部２０は直流リアクトル２１とスイッチング素子２２の直流回路を備えた昇圧チョッパ回路により構成され、直流リアクトル２１は直流電源部１０側と負荷５０側との間に直列接続され、スイッチング素子２２は負荷５０側に対して並列接続される。駆動回路２３はスイッチング素子２２のオン／オフ動作を駆動し、直流電圧からパルス波形を生成する。直流リアクトル２１にはキャパシタＣが並列接続される。キャパシタＣは電圧クランプ部３０clampの一構成要素であり、クランプ電圧の電圧を所定電圧にクランプすることにより、直流リアクトル２１の両端電圧がキャパシタ電圧の所定電圧を越えないように電圧抑制する。

図示する構成例では、パルス部２０の直流電源側は、接地された端子Ｂと低電圧側として負電圧の端子Ａを備える。スイッチング素子２２はＦＥＴの例を示し、ソースＳ側を低電圧側にドレインＤ側を接地電圧側に接続し、ゲートＧ側には駆動回路２３から駆動信号が入力される。

制御回路部４０は駆動回路２３を介して昇圧チョッパ回路を制御し、目標とするパルス出力に対応したスイッチング素子２２のオン時間とオフ時間の時間幅ないしデューティー比を定める制御信号を生成する。駆動回路２３は、制御回路部４０の制御信号に基づいてスイッチング素子２２のゲートＧに駆動信号を出力し、スイッチング素子２２をオン／オフ動作させる。

スイッチング素子２２のソースＳ側は直流リアクトル２１の負荷側に接続され、スイッチング素子２２のドレインＤ側は接地される。スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１の負荷側は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１を介して端子Ａに直流リアクトル電流ｉDCLが流れる。この際、直流リアクトル２１には電磁エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１に蓄積された蓄積エネルギーにより直流リアクトル２１には直流リアクトル電圧ＶDCLが発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことによりオン／オフ時間のデューティー比に応じて出力電圧Ｖoを上昇させる。

昇圧チョッパ回路の駆動において、直流リアクトル２１の直流リアクトル電圧ＶDCLの上限は、並列接続された電圧クランプ部３０clampのキャパシタＣのキャパシタ電圧ＶCにクランプされる。スイッチング素子２２のオン／オフ動作に伴い、直流リアクトル２１にはオン期間に直流電源の電圧が印加され、オフ期間にキャパシタＣのキャパシタ電圧ＶCが印加され、互いに逆極性の電圧時間積が得られる。キャパシタ電圧はＶCは電圧クランプ部３０clampによりクランプされるため、両方の電圧時間積の差により偏磁が生じ、複数の周期を繰り返す間に磁気飽和に至る。偏磁の増加及び磁気飽和に伴って、直流リアクトル２１のインダクタンスの透磁率が低下し、直流リアクトル電流ｉDCLが増加する。制御回路部４０は、直流リアクトル２１が磁気飽和した場合に、駆動回路２３のスイッチング動作を制御することにより直流リアクトル２１の磁気飽和をリセットする。

図２は、制御回路部４０による磁気飽和リセット動作を説明するための図であり、図２（ａ）は直流リアクトル２１が磁気飽和に至る状態を示し、図２（ｂ）は直流リアクトル２１の磁気飽和をリセットする状態を示している。

パルス部２０の昇圧チョッパ回路の通常動作を行ってパルス出力を形成する際には、図２（ａ）に示すように、駆動回路２３の制御によりスイッチング素子２２はオン／オフ動作を繰り返して直流電圧からパルス出力を形成する。この繰り返し動作において、スイッチング素子２２がオン状態のときには、直流リアクトル２１には直流リアクトル電流ｉDCLが流れる。図２（ａ）では、直流リアクトル電流ｉDCLは高電圧側Ｂから低電圧側Ａに向かって流れる。

プラズマがアーク状態となる等の負荷５０に異常が発生した場合には、制御回路部４０は駆動回路２３を制御し、スイッチング素子２２を駆動する周期を変更してスイッチング素子２２のオン状態の時間幅を増し、負荷への電力供給を制限する。スイッチング素子２２のオン状態の時間幅が増加し、オフ状態の時間幅が減少すると、オフ状態での直流リセットの電圧は、電圧クランプ部３０clampのキャパシタ電圧ＶCにクランプされる。そのため、オン状態とオフ状態の電圧時間積に差分が生じて、直流リアクトル２１は偏磁し複数周期の後に磁気飽和に至り、直流リアクトル電流ｉDCLが増加する。なお、直流リアクトル２１に並列接続されたキャパシタＣは、スイッチング素子２２のオフ状態において、直流リアクトル２１に蓄積されたエネルギーにより充電される。

直流リアクトル２１が磁気飽和に至った場合には、制御回路部４０は駆動回路２３を制御して、スイッチング素子２２を所定時間だけオフ状態とし、パルス部２０の動作を休止状態とする。この休止状態において、直流リアクトル２１には、キャパシタＣのキャパシタ電圧ＶCが、スイッチング素子のオン状態での電圧と逆極性に印加される。この逆極性の電圧印加は、休止時間の間行われる。キャパシタ電圧ＶCは電圧クランプ部３０clampにより上限は設定電圧にクランプされているが、休止時間を十分長く設定することにより、オン状態での電圧時間積と同等の電圧時間積が得られ、直流リアクトル２１の磁気飽和はリセットされる。磁気飽和のリセットにより、直流リアクトル２１の透磁率は増加していき、直流リアクトル電流は減少する。

（磁気飽和リセットのフロー）
本発明による磁気飽和リセットのフローの概略を図３のフローチャートを用いて説明する。直流パルス電源装置は、パルスモード（Ｓ１）においてパルス出力を生成し、プラズマ負荷に電力を供給しプラズマを維持する。プラズマ負荷にアーク異常が発生した場合には、割り込みによりアークモードとし、スイッチング素子の周期を制御して負荷への供給電力を抑え、アークの発生を解消する。電圧クランプ部により直流リアクトルに発生する過剰電圧を抑制する構成では、アークモードにおいて、電圧クランプによる電圧抑制により直流リアクトルに磁気飽和が発生する。

アークモードにおいて磁気飽和を検出すると（Ｓ２）、パルスモード中において休止制御によりスイッチング動作を休止させて磁気飽和をリセットし、磁気飽和をリセットした後、再開制御によりスイッチング動作を再開させ（Ｓ３）、パルス出力による電力供給を行う（Ｓ４）。

図３（ｂ）は磁気飽和リセットの概要を説明するための図である。図２１（ｄ）で示したように、スイッチング素子がオフ期間（Ｔ―Ｔw）の電圧は、電圧クランプ部によりクランプ電圧に抑制される。そのため、スイッチング素子がオフ期間の電圧時間積Ｓoffはスイッチング素子がオン期間（Ｔw）の電圧時間積Ｓonよりも小さくなるため、直流リアクトルには偏磁が生じ磁気飽和に至る。

磁気飽和状態に至った後、休止制御によりスイッチング動作を休止させ、スイッチング素子をオフ状態とする。休止制御において、直流リアクトルの電圧時間積Ｓrestはクランプ電圧と休止時間Ｔrestとの積である。直流リアクトル電圧はクランプ電圧にクランプされているが、休止時間Ｔrestを十分に長くすることにより、休止状態の電圧時間積Ｓrestはスイッチング素子がオン状態の電圧時間積Ｓonと同等となり、直流リアクトルの磁気飽和はリセットされる。この休止制御では、スイッチング素子はオフ状態にあるため、負荷には直流電源の直流電圧が印加され、負荷への電力供給は維持される。

［直流パルス電源装置の概略構成］
本発明の直流パルス電源装置のスイッチング周期制御部及び休止／再開制御部の構成例及び動作について図４，５を用いて説明する。

図４において、直流パルス電源装置の制御回路部４０は、スイッチング素子のスイッチング動作の周期を制御するスイッチング周期制御部４０Ａと、スイッチング素子のスイッチング動作の休止及び再開を制御する休止／再開制御部４０Ｂ、４０Ｃを備える。

通常動作のパルスモードにおいて、スイッチング周期制御部４０Ａは、負荷に供給する電力に応じたデューティーのオン／オフ信号を駆動回路２３に送ってスイッチング動作を制御し、パルス出力を生成する。

アーク発生時では、スイッチング周期制御部４０Ａは、アークモードにより負荷に供給する電力を絞ることによりアークの発生を解消する。アークモードでは、スイッチング素子のオン／オフ動作の周期、及び／又は時間幅を制御することによりスイッチング素子のオン期間とオフ期間を変更し、直流電源から負荷に供給する電力を制御する。

一方、休止／再開制御部４０Ｂ、４０Ｃは、直流リアクトルが磁気飽和に達した時点で休止制御により駆動回路２３を休止させスイッチング素子をオフ状態とする。
スイッチング素子のオフ期間において、オン期間中の直流リアクトル電流で蓄積されたエネルギーにより直流リアクトル電圧が発生する。
この直流リアクトル電圧は電圧クランプ部によりクランプされた状態となるが、スイッチング素子をオフ状態とする休止時間を長くすることによりオン期間の電圧時間積に相当する電圧時間積を確保して直流リアクトルの磁気飽和をリセットすると共に、負荷への電力供給を維持する。その後、直流リアクトルの磁気飽和がリセットされた時点で駆動回路２３に再開信号を送ってスイッチング動作を再開させる。

磁気飽和リセットの態様として、スイッチング素子に流れる直流リアクトル電流ｉDCLに基づいて行う電流制御の態様、及びスイッチング素子を駆動する累積パルス幅Ｔpulseに基づいて行う時間制御の態様を備える、休止／再開制御部４０Ｂは電流制御の態様による構成例を示し、休止／再開制御部４０Ｃは時間制御の態様による構成例を示している。なお、電流制御は、スイッチング素子を電流値に基づいて制御する制御態様であり、電流自体を制御対象とするものではない。また、時間制御は、スイッチング素子をパルス幅の時間に基づいて制御する制御態様であり、時間自体を制御対象とするものではない。

休止制御及び再開制御は、スイッチング素子の制御において、両制御を電流制御又は時間制御で行う態様の他、電流制御と時間制御を組み合わせた態様を含む。以下、両制御を時間に基づいて制御する時間制御の第１の態様、両制御を電流に基づいて制御する電流制御の第２の態様、休止制御を時間に基づいて制御し、再開制御を電流に基づいて制御する第３の態様、休止制御を電流に基づいて制御し、再開制御を時間に基づいて制御する第４の態様の各態様について説明する。

（電流制御及び時間制御の概要）
電流制御及び時間制御による休止制御及び再開制御の概要について図４の概略構成図、及び図５，図６のフローチャートを用いて説明する。図４（ａ）は休止制御及び再開制御の両制御を時間に基づいて制御する時間制御の第１の態様の概略構成を示し、図４（ｂ）は休止制御及び再開制御の両制御を電流に基づいて制御する電流制御の第２の態様の概略構成を示している。時間制御と電流制御とを組み合わせた第３の態様及び第４の態様については、図６を用いてフローのみを示して図４に対応する構成については省略する。

図５，６は本発明による磁気飽和リセットにおける休止制御及び再開制御の概略を説明するためのフローチャートであり、図５（ａ），（ｂ）は第１の態様、第２の態様のフローチャートであり、図６（ａ），（ｂ）は第３の態様、第４の態様のフローチャートである。なお、図５，６のフローチャートでは、アークモードの割り込み処理については省略している。

第１の態様及び第２の態様の詳細については、図８，９のフローチャートと共に図１２を用いて後に説明し、第３の態様及び第４の態様については図１０，１１のフローチャート、及び図１２を用いて後に説明する。

（第１の態様：時間制御の態様）
時間制御の第１の態様を図４（ａ）の構成図、及び図５（ａ）のフローチャートを用いて説明する。制御回路部４０は、スイッチング周期制御部４０Ａと休止／再開制御部４０Ｂを備える。スイッチング周期制御部４０Ａは、パルスモードにおいてパルス出力を生成して負荷に電力を供給し、アークモードにおいて周期制御によりアーキング状態を解消する。一方、休止／再開制御部４０Ｂは、パルスモードにおいて時間に基づく時間制御により駆動回路の駆動動作の休止及び再開を制御し、磁気飽和をリセットする。

通常、パルスモードの通常動作では、スイッチング周期制御部４０Ａは所定のデューティーで駆動回路２３のスイッチング素子２２をオン／オフ駆動させ負荷に対して所定電力を供給する（Ｓ１）。パルスモードにおいて、負荷状態検出部６０が負荷状態に変動が発生したことを検出すると、アークモードを割り込み処理させて負荷状態を解消する。例えば、プラズマ発生装置にアークが発生した場合には、アークモードによりスイッチング素子２２のオン／オフ周期、及び／又はオン期間の時間幅Ｔwを変更してプラズマ負荷に供給する電力を絞ることにより、プラズマを維持すると共にアーキング状態を解消する。アークモードは、例えば、通常５μｓの時間幅Ｔwのパルス周期によるパルスモードに対して、オン期間を１０μｓの時間幅Ｔwとして、負荷への電力供給を抑制する。アークモード中のオン／オフ動作において、オフ期間中に直流リアクトルに印加される電圧がクランプされ、磁気飽和リセットに要する電圧時間積が不足するため、直流リアクトルは偏磁していき磁気飽和に至る。

休止／再開制御部４０Ｂは、スイッチング素子２２をオフ状態として休止させ、アークモードで生じた磁気飽和を解消する。休止／再開制御部４０Ｂは、直流リアクトルが磁気飽和したことを検出し、休止／再開動作を行う。時間制御の態様では、スイッチング素子のオン期間の時間幅Ｔwに基づいて磁気飽和を検出する。休止／再開制御では、直流電源から負荷への電力供給は停止すること無く維持されるため、負荷側の装置を再起動させることなく再開させることができる。

休止／再開制御部４０Ｂの時間制御による休止制御（Ｓ２Ａ）では、スイッチング周期制御部４０Ａにおけるアークモードのオン期間の時間幅Ｔwを受け、各時間幅Ｔwを累積して累積パルス幅Ｔpulseを求める。累積パルス幅Ｔpulseは、直流リアクトルの磁気飽和の電圧時間積の時間に相当する。直流リアクトルの電圧はクランプされていることから、求めた累積パルス幅Ｔpulseを設定パルス幅ＴPと比較し、累積パルス幅Ｔpulseが設定パルス幅ＴPを越えた際に、直流リアクトルが磁気飽和したものと判定する（Ｓ２Ａａ）。ここで、設定パルス幅ＴPは、直流リアクトルが磁気飽和するまでの累積パルス幅Ｔpulseを予め求めておくことで設定することができる。

休止／再開制御部４０Ｂは、直流リアクトルの磁気飽和を判定すると（Ｓ２Ａａ）、駆動回路２３に休止信号を送り、パルス部２０のスイッチング素子２２をオフ状態として休止状態とし（Ｓ２Ａｂ）、直流リアクトル２１の磁気飽和をリセットさせる。パルス部２０は休止状態において負荷への電力供給を完全に停止することなく、供給電力を所定レベルに制限して続行する。

休止／再開制御部４０Ｂの時間制御による再開制御（Ｓ３Ａ）では、休止状態中の休止時間Ｔresetを計時し、休止時間Ｔresetを設定時間ＴREと比較し、休止時間Ｔresetが設定時間ＴREを越えたときには、直流リアクトルの磁気飽和がリセットされたものと判定する（Ｓ３Ａａ）。ここで、設定時間ＴREは、直流リアクトルの磁気飽和がリセットされるまでの休止時間Ｔresetの時間を予め求めておくことで設定することができる。

休止／再開制御部４０Ｂは、直流リアクトルの磁気飽和がリセットされたことを判定すると（Ｓ３Ａａ）、駆動回路２３に再開信号を送り、駆動回路２３はパルスモードの休止状態からパルスモードの動作を再開する（Ｓ３Ａｂ）。

（第２の態様：電流制御の態様）
電流制御の第２の態様を図４（ｂ）の構成図、及び図５（ｂ）のフローチャートを用いて説明する。制御回路部４０は、スイッチング周期制御部４０Ａと休止／再開制御部４０Ｃを備える。スイッチング周期制御部４０Ａは、パルスモードにおいてパルス出力を生成して負荷に電力を供給し、アークモードにおいて周期制御によりアーキング状態を解消する。一方、休止／再開制御部４０Ｃは、パルスモードにおいて電流に基づく電流制御により駆動回路の駆動動作の休止及び再開を制御し、磁気飽和をリセットする。

通常、パルスモードの通常動作では、スイッチング周期制御部４０Ａは所定のデューティーで駆動回路２３のスイッチング素子２２をオン／オフ駆動させ負荷に対して所定電力を供給する（Ｓ１）。パルスモードにおいて、負荷状態検出部６０が負荷状態に変動が発生したことを検出すると、第１の態様と同様に、割り込み処理によりアークモードに切り替えて負荷異常を解消する。

休止／再開制御部４０Ｃは、スイッチング素子２２をオフ状態として休止させ、アークモードで生じた磁気飽和を解消する。休止／再開制御部４０Ｃは、直流リアクトルが磁気飽和したことを検出した後、休止／再開動作を行う。電流制御の態様による休止／再開制御では、直流電源から負荷への電力供給は停止すること無く維持されるため、負荷側の装置を再起動させることなく再開させることができる。

休止／再開制御部４０Ｃの電流制御による休止制御（Ｓ２Ｂ）では、直流リアクトル電流ｉDCLを飽和電流レベルｉSAと比較し、直流リアクトル電流ｉDCLが飽和電流レベルｉSAを越えたとき直流リアクトルが磁気飽和したものと判定する（Ｓ２Ｂａ）。

休止／再開制御部４０Ｃは、直流リアクトルの磁気飽和を判定すると（Ｓ２Ｂａ）、駆動回路２３に休止信号を送り、パルス部２０のスイッチング素子２２をオフ状態として休止状態とし（Ｓ２Ｂｂ）、直流リアクトル２１の磁気飽和をリセットさせる。パルス部２０は休止状態において負荷への電力供給を完全に停止することなく、供給電力を所定レベルに制限して続行する。

休止／再開制御部４０Ｃの電流制御による再開制御（Ｓ３Ｂ）では、スイッチング素子の直流リアクトル電流（ｉDCL）を検出し、直流リアクトル電流（ｉDCL）が、パルスモードにおける直流リアクトル電流のパルスモードレベル（ｉPA）を越えたとき、直流リアクトルの磁気飽和がリセットされたものと判定する（Ｓ３Ｂａ）。

休止／再開制御部４０Ｃは、直流リアクトルの磁気飽和がリセットされたことを判定すると（Ｓ３Ｂａ）、駆動回路２３に再開信号を送り、駆動回路２３はパルスモードの休止状態からパルスモードの動作を再開させ（Ｓ３Ｂｂ）、パルスモードの動作を実行させる（Ｓ４）。

（第３の態様：時間制御と電流制御とを組み合わせた態様）
時間制御と電流制御とを組み合わせた第３の態様を図６（ａ）のフローチャートを用いて説明する。なお、第３の態様の構成例の図は省略している。

スイッチング周期制御部は、パルスモードにおいてパルス出力を生成して負荷に電力を供給し、アークモードにおいて周期制御によりアーキング状態を解消する。一方、休止／再開制御部は、パルスモードにおいて時間に基づく時間制御により駆動回路の駆動動作の休止を制御し、電流に基づく電流制御により駆動回路の駆動動作の再開を制御し、磁気飽和をリセットする。

パルスモードにおいて、スイッチング周期制御部は所定のデューティーでスイッチング素子を駆動して負荷に対して所定電力を供給する（Ｓ１）。パルスモードにおいて、負荷状態検出部６０が負荷状態に変動が発生したことを検出すると、第１の態様と同様に、割り込み処理によりアークモードに切り替えて負荷異常を解消する。

休止／再開制御部の時間制御による休止制御（Ｓ２Ａ）では、スイッチング周期制御部におけるアークモードのオン期間の時間幅Ｔwを受け、各時間幅Ｔwを累積して累積パルス幅Ｔpulseを求める。累積パルス幅Ｔpulseは、直流リアクトルの磁気飽和の電圧時間積の時間に相当する。直流リアクトルの電圧はクランプされていることから、求めた累積パルス幅Ｔpulseを設定パルス幅ＴPと比較し、累積パルス幅Ｔpulseが設定パルス幅ＴPを越えた際に、直流リアクトルが磁気飽和したものと判定する（Ｓ２Ａａ）。ここで、設定パルス幅ＴPは、直流リアクトルが磁気飽和するまでの累積パルス幅Ｔpulseを予め求めておくことで設定することができる。

休止／再開制御部は、直流リアクトルの磁気飽和を判定すると（Ｓ２Ａａ）、駆動回路２３に休止信号を送り、パルス部２０のスイッチング素子２２をオフ状態として休止状態とし（Ｓ２Ａｂ）、直流リアクトル２１の磁気飽和をリセットさせる。パルス部２０は休止状態において負荷への電力供給を完全に停止することなく、供給電力を所定レベルに制限して続行する。

休止／再開制御部の電流制御による再開制御（Ｓ３Ｂ）では、スイッチング素子の直流リアクトル電流（ｉDCL）を検出し、直流リアクトル電流（ｉDCL）が、パルスモードにおける直流リアクトル電流のパルスモードレベル（ｉPA）を越えたとき、直流リアクトルの磁気飽和がリセットされたものと判定する（Ｓ３Ｂａ）。

休止／再開制御部は、直流リアクトルの磁気飽和がリセットされたことを判定すると（Ｓ３Ｂａ）、駆動回路２３に再開信号を送り、駆動回路２３はパルスモードの休止状態からパルスモードの動作を再開させ（Ｓ３Ｂｂ）、パルスモードの動作を実行させる（Ｓ４）。

（第４の態様：電流制御と時間制御とを組み合わせた態様）
電流制御と時間制御とを組み合わせた第４の態様を図６（ｂ）のフローチャートを用いて説明する。なお、第４の態様の構成例の図は省略している。

スイッチング周期制御部は、パルスモードにおいてパルス出力を生成して負荷に電力を供給し、アークモードにおいて周期制御によりアーキング状態を解消する。一方、休止／再開制御部は、パルスモードにおいて時間に基づく時間制御により駆動回路の駆動動作の休止を制御し、電流に基づく電流制御により駆動回路の駆動動作の再開を制御し、磁気飽和をリセットする。

パルスモードにおいて、スイッチング周期制御部は所定のデューティーでスイッチング素子を駆動して負荷に対して所定電力を供給する（Ｓ１）。パルスモードにおいて、負荷状態検出部６０が負荷状態に変動が発生したことを検出すると、第１の態様と同様に、割り込み処理によりアークモードに切り替えて負荷異常を解消する。

休止／再開制御部は、スイッチング素子２２をオフ状態として休止させ、アークモードで生じた磁気飽和を解消する。休止／再開制御部は、直流リアクトルが磁気飽和したことを検出した後、休止／再開動作を行う。電流制御の態様による休止／再開制御では、直流電源から負荷への電力供給は停止すること無く維持されるため、負荷側の装置を再起動させることなく再開させることができる。

休止／再開制御部の電流制御による休止制御（Ｓ２Ｂ）では、直流リアクトル電流ｉDCLを飽和電流レベルｉSAと比較し、直流リアクトル電流ｉDCLが飽和電流レベルｉSAを越えたとき直流リアクトルが磁気飽和したものと判定する（Ｓ２Ｂａ）。

休止／再開制御部は、直流リアクトルの磁気飽和を判定すると（Ｓ２Ｂａ）、駆動回路２３に休止信号を送り、パルス部２０のスイッチング素子２２をオフ状態として休止状態とし（Ｓ２Ｂｂ）、直流リアクトル２１の磁気飽和をリセットさせる。パルス部２０は休止状態において負荷への電力供給を完全に停止することなく、供給電力を所定レベルに制限して続行する。

休止／再開制御部の時間制御による再開制御（Ｓ３Ａ）では、休止状態中の休止時間Ｔresetを計時し、休止時間Ｔresetを設定時間ＴREと比較し、休止時間Ｔresetが設定時間ＴREを越えたときには、直流リアクトルの磁気飽和がリセットされたものと判定する（Ｓ３Ａａ）。ここで、設定時間ＴREは、直流リアクトルの磁気飽和がリセットされるまでの休止時間Ｔresetの時間を予め求めておくことで設定することができる。

休止／再開制御部は、直流リアクトルの磁気飽和がリセットされたことを判定すると（Ｓ３Ａａ）、駆動回路２３に再開信号を送り、駆動回路２３はパルスモードの休止状態からパルスモードの動作を再開する（Ｓ３Ａｂ）。

［直流パルス電源装置の構成例］
本発明の直流パルス電源装置の構成例及び動作について図７〜図１３を用いて説明する。ここでは、パルスモード、及びアークモードの割り込みについて説明する。

はじめに、図７のフローチャートを用いて、直流パルス電源装置による磁気飽和リセットの休止制御及び再開制御の概略動作を説明し、電流制御による第１の態様、時間制御による第２の態様、時間制御及び電流制御による第３の態様、電流制御及び時間制御による第４の態様について、図８〜図１１のフローチャート、及び図１２，図１３の構成例を用いて説明する。なお、ここでは、負荷としてプラズマ発生装置の場合について説明する。

（アークモードの割り込み処理）
直流パルス電源装置は、プラズマが着火した後の通常状態ではパルスモードによりプラズマ負荷にパルス出力を出力し、プラズマ状態を維持する。

パルスモード（Ｓ１１）において、アークが発生してプラズマが消失するアーキング状態が検出された場合には（Ｓ２１）、アークモードの割り込みを行い、スイッチング素子を駆動する周期を変更することにより負荷に供給する電力を抑制しアーキング状態を解消させる（Ｓ２２）。アークモードの割り込みはアークが消失するまで継続される。

アークモードのスイッチング素子のオン／オフ動作において、オフ状態で直流リアクトルに印加される電圧がクランプされることにより偏磁が生じ磁気飽和状態に至る。直流リアクトルが磁気飽和に至った場合には、休止制御（Ｓ１２）及び再開制御（Ｓ１３）において磁気飽和をリセットした後、パルスモードでパルス出力を出力する（Ｓ１４）。

休止／再開制御において、休止制御（Ｓ１２）では、磁気飽和を検出すると（Ｓ１２ａ）駆動回路を休止させてスイッチング素子をオフ状態とし（Ｓ１２ｂ）、休止時間の間オフ状態を継続することにより、電圧時間積をオン状態の電圧時間積と同等とすることにより直流リアクトルの磁気飽和をリセットする。

再開制御（Ｓ１３）では、磁気飽和がリセットされた後（Ｓ１３ａ）、パルスモードによる駆動回路のスイッチング動作を再開させ（Ｓ１３ｂ）、パルスモードによるパルス出力を行う（Ｓ１４）。

（第１の態様）
時間制御による第１の態様の構成例及び制御フローチャートについて。図１２（ａ）及び図８を用いて説明する。図１２（ａ）の構成例は図４（ａ）の概略構成例に対応し、図８のフローチャートは図５（ａ）のフローチャートに対応している。また、図１４（ａ）は時間に基づく時間制御による波形図を示している。

（時間制御の構成例）
図１２（ａ）において、制御回路部４０は、スイッチング周期制御部４０Ａと休止／再開制御部４０Ｂを備える。

スイッチング周期制御部４０Ａは、通常のパルスモード動作（Ｓ１１）を制御すると共に、アーク検出回路６１のアーク検出を受けて（Ｓ２１）、割り込みによりアークモードとする。アークモードでは、アークの発生回数Ｎを計数する（Ｓ２２ａ）と共に、アーキング状態においてスイッチング素子２２のオン時間の時間幅をＴwに変更し、スイッチング素子２２をパルス幅Ｔwの間だけオン状態とする（Ｓ２２ｂ）。時間幅Ｔwが経過した後に（Ｓ２２ｃ）、スイッチング素子２２をオフ状態にする（Ｓ２２ｄ）。なお、Ｔはパルス部におけるパルス周期の時間幅であり、時間幅Ｔwはパルス周期の時間幅Ｔより短時間に設定される。Ｓ２２ａ〜Ｓ２２ｄにより、アークモードの周期によるスイッチング素子２２のオン／オフ動作を繰り返すことによりアークを消失させる（Ｓ２１）。

一方、パルスモードでは、アークモードによって生じた磁気飽和を休止／再開制御部４０Ｂの休止／再開制御によりリセットする（Ｓ１２Ａ，Ｓ１３Ａ）。

休止／再開制御部４０Ｂは、パルス部の休止及び再開を時間制御する構成として、累積パルス幅演算部４１，パルス幅比較部４２，及び休止時間比較部４３を備える。

（Ｓ１２Ａ：休止制御）
累積パルス幅演算部４１は、アーク状態の発生回数Ｎに基づいて、スイッチング素子２２をオン状態とする時間幅Ｔwの累積パルス幅Ｔpulseを求める。累積パルス幅Ｔpulseは、Ｔpulse＝Ｔw×Ｎ＋Ｔvにより求められる。なお、累積パルス幅Ｔpulseは直流リアクトル電流ｉDCLが最初のアークが発生した時点から飽和電流レベルｉSAに至るまでの時間幅であり、次回発生するアークの時点で飽和電流レベルｉSAを越えるようなアークの発生回数をＮ回としたとき、Ｎ回後にパルスモードに移行した後、スイッチング素子Ｑがオン状態となってから直流リアクトル電流ｉDCLが飽和電流レベルｉSAに達するまでの時間幅をＴvとしている（Ｓ１２Ａａ）。

パルス幅比較部４２は、求めた累積パルス幅Ｔpulseと設定パルス幅ＴPとを比較し（Ｓ１２Ａｂ）、累積パルス幅Ｔpulseが設定パルス幅ＴPを越えたときに休止信号を駆動回路２３に送り（Ｓ１２Ａｃ）、スイッチング素子２２をオフ状態としてパルス部２０の動作を休止させる（Ｓ１２Ａｄ）。なお、フローチャートではスイッチング素子をＱで表記している。

（Ｓ１３Ａ：再開制御）
休止時間比較部４３は、パルス部２０の動作を休止状態させて磁気飽和をリセットさせる休止時間Ｔresetを計時し、休止時間Ｔresetを設定時間ＴREと比較する。設定時間ＴREは、直流リアクトルの磁気飽和がキャパシタからのリセット電流ｉresetによってリセットされるまでの時間を予め求めることで設定することができる（Ｓ１３Ａａ）。

休止時間Ｔresetが設定時間ＴREを経過した後、再開信号を駆動回路２３に送り（Ｓ１３Ａｂ）、スイッチング素子２２のオン状態に代えて、通常のパルスモード動作を行うデューティーに変更してパルス部２０の動作を再開させる（Ｓ１３Ａｃ）。
（第２の態様）

電流制御による第２の態様の構成例及び制御フローチャートについて。図１２（ｂ）及び図９を用いて説明する。図１２（ｂ）の構成例は図４（ｂ）の概略構成例に対応し、図９のフローチャートは図５（ｂ）のフローチャートに対応している。また、図１４（ａ）は時間に基づく時間制御による波形図を示している。

（電流制御の構成例）
図１２（ｂ）において、制御回路部４０は、スイッチング周期制御部４０Ａと休止／再開制御部４０Ｃを備える。
スイッチング周期制御部４０Ａは、第１の態様と同様に、通常のパルスモード動作（Ｓ１１）を制御すると共に、アーク検出回路６１のアーク検出を受けて（Ｓ２１）、割り込みによりアークモードとする。アークモードでは、アークの発生回数Ｎを計数する（Ｓ２２ａ）と共に、アーキング状態においてスイッチング素子２２のオン時間の時間幅をＴwに変更し、スイッチング素子２２を時間幅Ｔwの間だけオン状態とする（Ｓ２２ｂ）。時間幅Ｔwが経過した後に（Ｓ２２ｃ）、スイッチング素子２２をオフ状態にする（Ｓ２２ｄ）。なお、Ｔはパルス部におけるパルス周期の時間幅であり、時間幅Ｔwはパルス周期の時間幅Ｔより短時間に設定される。Ｓ２２ａ〜Ｓ２２ｄにより、アークモードの周期によるスイッチング素子２２のオン／オフ動作を繰り返すことによりアークを消失させる（Ｓ２１）。

一方、パルスモードでは、アークモードによって生じた磁気飽和を休止／再開制御部４０Ｂの休止／再開制御によりリセットする（Ｓ１２Ｂ，Ｓ１３Ｂ）。

休止／再開制御部４０Ｃは、パルス部の休止及び再開を時間制御する構成として、飽和レベル比較部４４、及びパルスモードレベル比較部４５を備える。

（休止制御：Ｓ１２Ｂ）
飽和レベル比較部４４は、直流リアクトル電流検出部８０から直流リアクトル電流ｉDCLを入力し（Ｓ１２Ｂａ）、直流リアクトル電流ｉDCLを飽和電流レベルｉSAと比較し（Ｓ１２Ｂｂ）、直流リアクトル電流ｉDCLが飽和電流レベルｉSAを越えたときに休止信号を駆動回路２３に送り（Ｓ１２Ｂｃ）、スイッチング素子２２をオフ状態としてパルス部２０の動作を休止させる（Ｓ１２Ｂｄ）。なお、フローチャートではスイッチング素子をＱで表記している。

（再開制御：Ｓ１３Ｂ）
パルスモードレベル比較部４５は、休止状態において、直流リアクトル電流ｉDCLをパルスモードレベルｉPAと比較し（Ｓ１３Ｂａ）、直流リアクトル電流ｉDCLがパルスモードレベルｉPAを越えたときには、直流リアクトルの磁気飽和がリセットされたものと判定する。ここで、パルスモードレベルｉPAは、パルス部が通常のパルスモード動作を行っているときの直流リアクトル電流ｉDCLを予め求めておくことで設定することができる。

パルスモードレベル比較部４５は、直流リアクトルが磁気飽和リセットされたことを判定すると駆動回路２３に再開信号を送り（Ｓ１３Ｂｂ）、パルス部２０を休止状態から再開させ、パルスモード動作を実行させる（Ｓ１３Ｂｃ）。

（第３の態様）
休止制御を時間制御で行い、再開制御を電流制御で行う第３の態様の構成例及び制御フローチャートについて。図１３（ａ）及び図１０を用いて説明する。図１３（ａ）の構成例は図５（ａ）の概略構成例に対応し、図１０のフローチャートは図６（ａ）のフローチャートに対応している。

（時間及び電流制御の構成例）
図１３（ａ）において、制御回路部４０は、スイッチング周期制御部４０Ａと休止／再開制御部４０Ｄを備える。

スイッチング周期制御部４０Ａ及び制御動作は第１の形態と同様であるため、ここでの説明は省略する。

休止／再開制御部４０Ｄは、パルス部の休止制御を時間制御する構成として累積パルス幅演算部４１，パルス幅比較部４２を備え、パルス部の再開制御を電流制御する構成としてパルスモードレベル比較部４５を備える。

（Ｓ１２Ａ：休止制御）
累積パルス幅演算部４１は、アーク状態の発生回数Ｎに基づいて、スイッチング素子２２をオン状態とする時間幅Ｔwの累積パルス幅Ｔpulseを求める。累積パルス幅Ｔpulseは、Ｔpulse＝Ｔw×Ｎ＋Ｔvにより求められる。なお、累積パルス幅Ｔpulseは直流リアクトル電流ｉDCLが最初のアークが発生した時点から飽和電流レベルｉSAに至るまでの時間幅であり、次回発生するアークの時点で飽和電流レベルｉSAを越えるようなアークの発生回数をＮ回としたとき、Ｎ回後にパルスモードに移行した後、スイッチング素子Ｑがオン状態となってから直流リアクトル電流ｉDCLが飽和電流レベルｉSAに達するまでの時間幅をＴvとしている（Ｓ１２Ａａ）。

パルス幅比較部４２は、求めた累積パルス幅Ｔpulseと設定パルス幅ＴPとを比較し（Ｓ１１２Ａｂ）、累積パルス幅Ｔpulseが設定パルス幅ＴPを越えたときに休止信号を駆動回路２３に送り（Ｓ１２Ａｃ）、スイッチング素子２２をオフ状態としてパルス部２０の動作を休止させる（Ｓ１２Ａｄ）。なお、フローチャートではスイッチング素子をＱで表記している。

（Ｓ１３Ｂ：再開制御）
パルスモードレベル比較部４５は、休止状態において、直流リアクトル電流ｉDCLをパルスモードレベルｉPAと比較し（Ｓ１３Ｂａ）、直流リアクトル電流ｉDCLがパルスモードレベルｉPAを越えたときには、直流リアクトルの磁気飽和がリセットされたものと判定する。ここで、パルスモードレベルｉPAは、パルス部が通常のパルスモード動作を行っているときの直流リアクトル電流ｉDCLを予め求めておくことで設定することができる。

パルスモードレベル比較部４５は、直流リアクトルが磁気飽和リセットされたことを判定すると駆動回路２３に再開信号を送り（Ｓ１３Ｂｂ）、パルス部２０を休止状態から再開させ、パルスモード動作を実行させる（Ｓ１３Ｂｃ）。

（第４の態様）
休止制御を電流制御で行い、再開制御を時間制御で行う第４の態様の構成例及び制御フローチャートについて。図１３（ｂ）及び図１１を用いて説明する。図１３（ｂ）の構成は図５（ｂ）の概略構成例に対応し、図１１のフローチャートは図６（ｂ）のフローチャートに対応している。

（電流及び時間制御の構成例）
図１３（ｂ）において、制御回路部４０は、スイッチング周期制御部４０Ａと休止／再開制御部４０Ｅを備える。

スイッチング周期制御部４０Ａ及び制御動作は第１の形態と同様であるため、ここでの説明は省略する。

休止／再開制御部４０Ｅは、パルス部の休止制御を電流制御する構成として飽和レベル比較部４４を備え、パルス部の再開制御を時間制御する構成として休止時間比較部４３を備える。

（Ｓ１２Ｂ：休止制御）
（休止制御：Ｓ１２Ｂ）
飽和レベル比較部４４は、直流リアクトル電流検出部８０から直流リアクトル電流ｉDCLを入力し（Ｓ１２Ｂａ）、直流リアクトル電流ｉDCLを飽和電流レベルｉSAと比較し（Ｓ１２Ｂｂ）、直流リアクトル電流ｉDCLが飽和電流レベルｉSAを越えたときに休止信号を駆動回路２３に送り（Ｓ１２Ｂｃ）、スイッチング素子２２をオフ状態としてパルス部２０の動作を休止させる（Ｓ１２Ｂｄ）。なお、フローチャートではスイッチング素子をＱで表記している。

（Ｓ１３Ａ：再開制御）
休止時間比較部４３は、パルス部２０の動作を休止状態させて磁気飽和をリセットさせる休止時間Ｔresetを計時し、休止時間Ｔresetを設定時間ＴREと比較する。設定時間ＴREは、直流リアクトルの磁気飽和がキャパシタからのリセット電流ｉresetによってリセットされるまでの時間を予め求めることで設定することができる（Ｓ１３Ａａ）。

休止時間Ｔresetが設定時間ＴREを経過した後、再開信号を駆動回路２３に送り（Ｓ１３Ａｂ）、スイッチング素子２２のオン状態に代えて、通常のパルスモード動作を行うデューティーに変更してパルス部２０の動作を再開させる（Ｓ１３Ａｃ）。

［直流パルス電源装置の構成例］
以下、直流パルス電源装置の構成例について説明する。構成例の直流パルス電源装置のパルス部は、直流リアクトルの電圧をクランプする電圧クランプ部として直流リアクトルのリセット電圧を回生する回生部を備える。電圧クランプ部は直流リアクトルの電圧をクランプすることにより、直流リアクトルのリーケージインダクタンスによって発生するサージ電圧がスイッチング素子に与える損傷を回避する。

回生部による電圧クランプ部を備える直流パルス電源装置において、直流リアクトルの両端電圧がクランプされることにより生じる磁気飽和を、スイッチング素子の駆動回路の休止／再生を制御する制御回路部によりリセットする。

回生部は直流リアクトルのリセット電圧を回生する構成として、直流リアクトルの並列接続したキャパシタを備える。以下に示す直流パルス電源装置は、回生部のキャパシタと直流リアクトルの磁気飽和をリセットさせるためのキャパシタとを共用させる構成例である。

第１の構成例は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの両端の直流リアクトル電圧を回生する構成であり、第２〜第５の構成例は昇圧チョッパ回路の磁気結合する二つの直流リアクトルの一方の直流リアクトルの直流リアクトル電圧を回生する構成であり、第２，５の構成例は磁気結合する二つの直流リアクトルをタップ付き単巻きトランスとする構成であり、第３，４の構成例は磁気結合する二つの直流リアクトルを複巻きトランスとする構成である。また、回生する直流リアクトル電圧について、第１〜第５の構成例は直流電源の低電圧側の電圧を基準電圧としている。

［直流パルス電源装置の第１の構成例］
本発明の直流パルス電源装置の第１の構成例について図１５を用いて説明する。

本発明の直流パルス電源装置は、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路により発生したパルス出力を負荷４に供給するパルス部２０Ａと、パルス部２０Ａで発生する過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０と、直流電源部１０、パルス部２０Ａ、及び回生部３０を制御する制御回路部４０、アーク検出回路６１を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。制御回路部４０は、パルス部２０Ａの駆動回路２３の制御において、パルス周期制御によるパルスモード及びアークモードの制御、及び休止／再開制御による磁気飽和リセットの制御を行う。

図１５では、負荷４としてプラズマ発生装置の例を示しているが、負荷４はプラズマ発生装置に限らず、パルスレーザ励起、放電加工機等に適用してもよい。

（直流電源部）
直流電源部（ＤＣ部）１０は、交流電源２の交流電圧を直流電圧に整流する整流器１１と、整流時に発生する過渡的に発生するスパイクの高電圧を吸収して抑制するスナバ回路１２と、直流電圧を交流電圧に変換する単相インバータ回路１３と、単相インバータ回路１３の交流電圧を所定の電圧値に電圧変換する単相変圧器１４と、単相変圧器１４で電圧変換された交流電圧を直流電圧に整流する整流器１５と、両端電圧を直流電源部の直流電圧とするキャパシタ１６（ＣF）を備える。キャパシタ１６の一端は接地され、他端に負電圧の低電圧が形成される。なお、図１５に示す構成では、負荷４としてプラズマ発生装置の容量負荷の例を示している。ここでは、プラズマ発生装置の一端を接地して負電圧を供給しているため、直流電源部１０は負電圧のパルス出力を発生する構成を示している。

単相インバータ回路１３は、制御回路部４０からの制御信号によりスイッチング動作を行って、直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換する。直流電源部１０を構成する、整流器１１，１５、スナバ回路１２、単相インバータ回路１３、単相変圧器１４の各回路要素は通常に知られる任意の回路構成とすることができる。

（パルス部）
パルス部２０Ａは昇圧チョッパ回路により直流電圧からパルス波形を生成する。昇圧チョッパ回路は、直流電源側と負荷側との間に直列接続された直流リアクトル２１ａと、負荷側に対して並列接続されたスイッチング素子（Ｑ１）２２と、スイッチング素子２２のオン／オフ動作を駆動する駆動回路２３を備える。パルス部２０Ａの直流電源側は、接地された端子Ｂと低電圧側として負電圧の端子Ａを備える。図示するスイッチング素子２２はＦＥＴの例を示し、ソースＳ側を低電圧側にドレインＤ側を接地電圧側に接続し、ゲートＧ側には駆動回路２３からの駆動信号が入力される。

制御回路部４０は、昇圧チョッパ回路を動作させるために、目標のパルス出力に対応してスイッチング素子２２のオン時間とオフ時間の時間幅ないしデューティー比を定める信号を生成すると共に、直流電源部１０の出力端の電圧、及び電流に基づいて制御信号を生成する。

駆動回路２３は、制御回路部４０の制御信号に基づいてスイッチング素子２２のゲートＧに駆動信号を出力し、スイッチング素子２２のオン／オフ動作を行わせる。

スイッチング素子２２のソースＳ側は直流リアクトル２１ａの負荷側に接続され、スイッチング素子２２のドレインＤ側は接地される。スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１ａの負荷側は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１ａを介して端子Ａに電流が流れる。この際、直流リアクトル２１ａには電磁エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより直流リアクトル２１ａには直流リアクトル電圧ＶDCLが発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことによりオン／オフ時間のデューティー比に応じて出力電圧Ｖoを上昇させる。

（回生部）
回生部３０は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの直流リアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を直流電源に回生する。回生部３０は、ダイオード３１、キャパシタ３２（Ｃ1）、インバータ回路３３，変圧器３４，整流器３５を備える。

キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１ａの負荷側端部に接続され、他端はダイオード３１を介して直流リアクトル２１ａの直流電源側端部に接続され、直流リアクトル２１ａに発生する直流リアクトル電圧が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部２０Ａから回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、直流リアクトル２１ａの直流リアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、直流リアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０はキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。

キャパシタ電圧ＶC1を定める方法としては、変圧器３４の変圧比を変更する他に、インバータ回路３３の出力を制御する方式がある。たとえば、ＰＷＭ制御や位相シフト制御などがあるが、インバータ回路の出力を制御する方式であれば、この限りではない。

また、図１５に示す回路構成では、回生部３０は、一端がパルス部２０Ａの低電圧側入力端に接続された構成であり、低電圧側の電圧（負電圧）を基準として直流リアクトル２１ａの直流リアクトル電圧ＶDCLを回生入力電圧Ｖinとして回生を行う。

インバータ回路３３はキャパシタ３２側の直流電圧と変圧器３４側の交流電圧との間で直交変換を行い、キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を直流電源の直流電圧ＶABに基づいて一定電圧に保持すると共に、直流リアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合にはその越えた電圧分を交流に変換して直流電源側に回生する。キャパシタ電圧ＶC1は一定電圧に保持されることから、直流リアクトル２１ａの直流リアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされる。インバータ回路３３は、例えば、スイッチング素子のブリッジ回路で構成することができる。スイッチング素子の開閉動作は制御回路部４０からの制御信号αにより制御される。

変圧器３４は、直流電源部１０の直流電圧ＶABとキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1との電圧比率を変圧比に基づいて変調する。変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合には、直流電圧ＶABとキャパシタ電圧ＶC1との間の電圧関係は、ＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABで表される。

整流器３５は変圧器３４側の交流電圧を直流電源部１０側の直流電圧に整流する。整流器３５の直流側端子は直流電源部１０の端子Ａ、Ｂに接続され、キャパシタ電圧ＶC1が直流電圧ＶABに基づいた電圧を超える場合のみに、直流電源部１０に電力を回生する。

なお、回生部３０の構成は直流リアクトル２１ａの両端電圧を所定電圧のクランプする機能、及び所定電圧を越える電力分を直流電源側の回生する機能を備える構成であれば、上記した構成に限られるものではない。

（回生部の構成例）
図１６を用いて直流パルス電源装置の回生部が備えるインバータ回路の回路構成例を説明する。

回生部３０は、キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1の直流電圧を直交変換して得られた交流電圧を変圧器３４に出力するインバータ回路３３を含んでいる。インバータ回路３３は、スイッチング素子ＱR1〜ＱR4からなるブリッジ回路３３ａと、制御信号αに基づいてスイッチング素子ＱR1〜ＱR4を駆動する駆動信号を生成する駆動回路３３ｂとを備える。なお、ここでは、ブリッジ回路３３ａとしてフルブリッジ回路の例を示しているが、ハーフブリッジ回路や多相インバータ回路を用いても良い。

［直流パルス電源装置の第２の構成］
図１７を用いて本発明の直流パルス電源装置の第２の構成例について説明する。第２の構成例は、パルス部２０Ｂの昇圧チョッパ回路の構成において第１の構成例と相違し、その他の構成は第１の構成例と同様である。以下、第１の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。

第１の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１ａは単一のコイルで構成される。これに対して、第２の構成例の直流リアクトル２１ｂは、第１の構成例の昇圧チョッパ回路の単一コイルに代えてタップ付き単巻きトランスで構成される。タップ付き単巻きトランスによる直流リアクトル２１ｂは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ｂ−１と第２の直流リアクトル２１ｂ−２とを直列接続して構成することができ、第１の直流リアクトル２１ｂ−１と第２の直流リアクトル２１ｂ−２の接続点をタップ点としている。第１の直流リアクトル２１ｂ−１の一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、第２の直流リアクトル２１ｂ−２の一端は負荷側に接続され、第１の直流リアクトル２１ｂ−１と第２の直流リアクトル２１ｂ−２の接続点のタップ点はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。

スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１ｂの接続点のタップ点は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１ｂの第１の直流リアクトル２１ｂ−１を介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ｂ−１に電磁エネルギーが蓄積される。

次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１ｂの第１の直流リアクトル２１ｂ−１に蓄積された蓄積エネルギーにより流れる直流リアクトル電流ｉLによって第１の直流リアクトル２１ｂ−１には直流リアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｂ−２には直流リアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。

第１の直流リアクトル２１ｂ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂ−２の直流リアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ｂ−１と第２の直流リアクトル２１ｂ−２のインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１ｂの第１の直流リアクトル２１ｂ−１と第２の直流リアクトル２１ｂ−２のタップ付き単巻きコイルの巻き数比をｎ1p：ｎ2pとした場合には、第１の直流リアクトル２１ｂ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂ−２の直流リアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。

第２の構成例の回生部３０は、第１の構成例の直流リアクトル２１ａの直流リアクトル電圧ＶDCLに代えて直流リアクトル２１ｂの第１の直流リアクトル２１ｂ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1を適用することで同様に動作する。

回生部３０において、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１ｂの第１の直流リアクトル２１ｂ−１と第２の直流リアクトル２１ｂ−２の接続点に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ｂ−１の直流電源側端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ｂ−１に発生する直流リアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器３４の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部２０Ｂから回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ｂ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、直流リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０は第１の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。

出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ｂ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂ−２の直流リアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）が出力される。第１の直流リアクトル２１ｂ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2となる。

[直流パルス電源装置の第３の構成]
図１８を用いて本発明の直流パルス電源装置の第３の構成例について説明する。第３の構成例は、パルス部２０Ｃの昇圧チョッパ回路の構成において第１，２の構成例と相違し、その他の構成は第１，２の構成例と同様である。以下、第１，２の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。

第２の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１ｂはタップ付き単巻きトランスで構成される。これに対して、第３の構成例の直流リアクトル２１ｃは、第２の構成例の昇圧チョッパ回路のタップ付き単巻きトランスに代えて複巻きトランスで構成される。直流リアクトル２１ｃの複巻きトランスは加極性の変圧器の例を示している。

複巻きトランスによる直流リアクトル２１ｃは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ｃ−１と第２の直流リアクトル２１ｃ−２とが並列接続された構成である。第１の直流リアクトル２１ｃ−１の一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、他端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。第２の直流リアクトル２１ｃ−２の一端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続され、他端は負荷側に接続される。

スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１ｃの第１の直流リアクトル２１ｃ−１のスイッチング素子２２側の端部は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び第１の直流リアクトル２１ｃを介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ｃに電磁エネルギーが蓄積される。

次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１ｃの第１の直流リアクトル２１ｃ−１に蓄積された蓄積エネルギーにより流れる直流リアクトル電流ｉLによって第１の直流リアクトル２１ｃ−１には直流リアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｃ−２には第１の直流リアクトル２１ｃ−１との磁気結合により直流リアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１，２の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。

第１の直流リアクトル２１ｃ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｃ−２の直流リアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ｃ−１と第２の直流リアクトル２１ｃ−２のインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１ｃの第１の直流リアクトル２１ｃ−１と第２の直流リアクトル２１ｃ−２の複巻きコイルの巻き数比が（ｎ1p：ｎ2p）とした場合には、第１の直流リアクトル２１ｃ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｃ−２の直流リアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。

第３の構成例の回生部は、第２の構成例の直流リアクトル２１ｂの第１の直流リアクトル２１ｂ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1と同様に動作する。

回生部３０において、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１ｃの第１の直流リアクトル２１ｃ−１のスイッチング素子側の端部に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ｃ−１の直流電源側端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ｃ−１に発生する直流リアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部から回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ｃ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、直流リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０は第１，２の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。

出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ｃ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｃ−２の直流リアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）が出力される。第１の直流リアクトル２１ｃ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2となる。なお、第１の直流リアクトル２１ｃ−１と第２の直流リアクトル２１ｃ−２との巻き数比が（ｎ1p／ｎ2p）であるときには、直流リアクトル電圧ＶDCL1及びＶDCL2は（ＶDCL1／ＶDCL2＝ｎ1p／ｎ2p）で表される。

[直流パルス電源装置の第４の構成]
図１９を用いて本発明の直流パルス電源装置の第４の構成例について説明する。第４の構成例は、パルス部２０Ｄの昇圧チョッパ回路の直流リアクトルを構成するトランスの構成において第３の構成例と相違し、その他の構成は第３の構成例と同様である。

第３の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１ｃは加極性の複巻きトランスで構成される。これに対して、第４の構成例の直流リアクトル２１ｄは、第３の構成例の昇圧チョッパ回路の加極性の複巻きトランスに代えて減極性の複巻きトランスで構成される。

複巻きトランスによる直流リアクトル２１ｄは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ｄ−１と第２の直流リアクトル２１ｄ−２とを並列接続する構成である。第１の直流リアクトル２１ｄ−１の一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、他端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。第２の直流リアクトル２１ｄ−２の一端は直流電源の低電圧側の端子Ａに接続され、他端は負荷側に接続される。

スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１ｄの第１の直流リアクトル２１ｄ−１のスイッチング素子２２側の端部は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び第１の直流リアクトル２１ｄ−１を介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ｄ−１に電磁エネルギーが蓄積される。

次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１ｄの第１の直流リアクトル２１ｄ−１に蓄積された蓄積エネルギーにより流れる直流リアクトル電流ｉLによって第１の直流リアクトル２１ｄ−１には直流リアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｄ−２には第１の直流リアクトル２１ｄ−１との磁気結合により直流リアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１，２，３の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。

第１の直流リアクトル２１ｄ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｄ−２の直流リアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ｄ−１と第２の直流リアクトル２１ｄ−２のインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１ｄの第１の直流リアクトル２１ｄ−１と第２の直流リアクトル２１ｄ−２の複巻きコイルの巻き数比が（ｎ1p：ｎ2p）とした場合には、第１の直流リアクトル２１ｄ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｄ−２の直流リアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。

第４の構成例の回生部の直流リアクトル２１ｄは、第３の構成例の直流リアクトル２１ｃの第１の直流リアクトル２１ｃの直流リアクトル電圧ＶDCL1と同様に動作する。

回生部３０において、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１ｄの第１の直流リアクトル２１ｄ−１のスイッチング素子側の端部に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ｄ−１の直流電源側端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ｄ−１に発生する直流リアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部から回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ｄ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、直流リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０は第１，２，３の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。

出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABに第２の直流リアクトル２１ｄ−２の直流リアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL2）が出力される。なお、第１の直流リアクトル２１ｄ−１と第２の直流リアクトル２１ｄ−２との巻き数比が（ｎ1p／ｎ2p）であるときには、直流リアクトル電圧ＶDCL1及びＶDCL2は（ＶDCL1／ＶDCL2＝ｎ1p／ｎ2p）で表される。そのため、ＶDCL1がＶC1によってクランプされる場合、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB+ＶC1×(ｎ1p／ｎ2p)で表される。

［直流パルス電源装置の第５の構成］
図２０を用いて本発明の直流パルス電源装置の第５の構成例について説明する。第５の構成例は、昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの設置態様において第２の構成例と相違し、その他の構成は第２の構成例と同様である。以下、第２の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。

第５の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１ｅは第２の構成例の昇圧チョッパ回路の直流リアクトル２１ｂと同様にトラップ付き単巻きトランスで構成されるが、電源ラインに対する設置態様において相違する。第２の構成例の直流リアクトル２１ｂは直流電源の低電圧側の電源ラインに接続されるのに対して、第５の構成例の直流リアクトル２１ｅは直流電源の高電圧側の電源ラインに接続される。

タップ付き単巻きトランスによる直流リアクトル２１ｅは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ｅ−１と第２の直流リアクトル２１ｅ−２とを直列接続して構成され、第１の直流リアクトル２１ｅ−１と第２の直流リアクトル２１ｅ−２の接続点をタップ点としている。第１の直流リアクトル２１ｅ−１の一端は直流電源の高電圧側の端子Ｂに接続され、第２の直流リアクトル２１ｅ−２の一端は負荷側に接続されて接地され、第１の直流リアクトル２１ｅー１と第２の直流リアクトル２１ｅ−２の接続点のタップ点はスイッチング素子２２のドレインＤ端に接続される。

スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１ｅの接続点のタップ点は第２の直流リアクトル２１ｅ−２を介して接地され、端子Ｂから第１の直流リアクトル２１ｅー１、及びオン状態にあるスイッチング素子２２を介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ｅ−１に電磁エネルギーが蓄積される。

次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１ｅの第１の直流リアクトル２１ｅ−１に蓄積された蓄積エネルギーにより流れる直流リアクトル電流ｉLによって第１の直流リアクトル２１ｅ−１には直流リアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｅ−２には直流リアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。

第１の直流リアクトル２１ｅ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｅ−２の直流リアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ｅ−１と第２の直流リアクトル２１ｅ−２のインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１の第１の直流リアクトル２１ｅ−１と第２の直流リアクトル２１ｅ−２のタップ付き単巻きコイルの巻き数比をｎ1p：ｎ2pとした場合には、第１の直流リアクトル２１ｅ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｅ−２の直流リアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。

第５の構成例の回生部３０は、第１の構成例の直流リアクトル２１ａの直流リアクトル電圧ＶDCLに代えて直流リアクトル２１ｅの第１の直流リアクトル２１ｅ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1を適用することで同様に動作する。

回生部３０において、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１ｅの第１の直流リアクトル２１ｅ−１と第２の直流リアクトル２１ｅ−２の接続点に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ｅ−１の直流電源側端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ｅ−１に発生する直流リアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部２０Ｄから回生部３０のキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を逆方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ｅ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、直流リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０による回生が行われる。したがって、回生部３０は第１の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。

出力電圧Ｖoには、直流電源の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ｅ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｅ−２の直流リアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖｏ＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）が出力される。第１の直流リアクトル２１ｅ−１の直流リアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2となる。

第１の構成例〜第５の構成例に示した直流パルス電源装置において、回生部のキャパシタ３２（Ｃ1）と磁気飽和リセットのキャパシタＣとを共用させることにより、直流リアクトル２１ａ〜２１ｅの磁気飽和をリセットさせることができる。

直流パルス電源装置の第１の構成〜第５の構成において、制御回路部は、スイッチング素子のスイッチング動作の周期を制御するスイッチング周期制御部、及びスイッチング素子のスイッチング動作の休止及び再開を制御する休止／再開制御部とを備え、スイッチング周期制御部はパルスモード及びアークモードにおける出力パルスを生成する周期制御を行い、休止／再開制御部は直流リアクトルの磁気飽和をリセットする休止／再開制御を行う。

なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る直流パルス電源装置の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。

本発明の直流パルス電源装置は、プラズマ発生装置に電力を供給する電力源として適用する他、パルスレーザ励起、放電加工機等の負荷へパルス出力を供給する電源装置として用いることができる。

１ 直流パルス電源装置
２ 交流電源
３ 出力ケーブル
４ 負荷
１０ 直流電源部
１１ 整流器
１２ スナバ回路
１３ 単相インバータ回路
１４ 単相変圧器
１５ 整流器
１６ キャパシタ
２０，２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄ パルス部
２１ 直流リアクトル
２１ｂ−１ 一次コイル
２１ｂ−２ 二次コイル
２１ａ〜２１ｅ 直流リアクトル
２２ スイッチング素子
２３ 駆動回路
３０ 回生部
３０clamp 電圧クランプ部
３１ ダイオード
３２ キャパシタ
３３ インバータ回路
３３ａ ブリッジ回路
３３ｂ 駆動回路
３４ 変圧器
３５ 整流器
４０ 制御回路部
４０Ａ スイッチング周期制御部
４０Ｂ，４０Ｂ，４０Ｃ，４０Ｄ，４０Ｅ 休止／再開制御部
４１ 累積パルス幅演算部
４２ パルス幅比較部
４３ 休止時間比較部
４４ 飽和レベル比較部
４５ パルスモードレベル比較部
５０ 負荷
６０ 負荷状態検出部
６１ アーク検出回路
８０ 直流リアクトル電流検出部
１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ 直流パルス電源装置
１１０Ａ，１１０Ｂ，１１０Ｃ 直流電源部
１２０Ａ，１２０Ｂ，１２０Ｃ パルス部
１２１Ａ，１２１Ｂ，１２１Ｃ 直流リアクトル
１２２Ａ，１２２Ｂ，１２２Ｃ スイッチング素子
１２３Ａ，１２３Ｂ，１２３Ｃ 駆動回路
１３０clampＢ，１３０clampＣ 電圧クランプ部
１４０Ａ，１４０Ｃ 制御回路部
１５０Ａ，１５０Ｂ，１５０Ｃ 負荷
１６０Ｃ アーク検出部
Ｔ パルス周期
ＴP 設定パルス幅
ＴRE 設定時間
ＴST 設定時間
Ｔoff オフ期間
Ｔon オン期間
Ｔpulse 累積パルス幅
Ｔreset 休止時間
Ｔstop 停止時間
Ｔw 時間幅
ＶAB 直流電圧
ＶC1 キャパシタ電圧
ＶDCL 直流リアクトル電圧
ＶDCL1 直流リアクトル電圧
ＶDCL2 直流リアクトル電圧
ＶDS ドレイン・ソース電圧
Ｖin 回生入力電圧
Ｖo 出力電圧
ｉDCL 直流リアクトル電流
ｉPA パルスモードレベル
ｉSA 飽和電流レベル
ｉreset リセット電流
α 制御信号

Claims (8)

1. 直流電源部と、
   直流リアクトルとスイッチング素子との直列回路を備え、前記直流電源部の直流電圧からパルス出力を発生するパルス部と、
   前記パルス部の直流リアクトルに並列接続されたキャパシタを含み、当該キャパシタのキャパシタ電圧により直流リアクトルの両端電圧をクランプ電圧に制限する電圧クランプ部と、
   前記パルス部のスイッチング素子のオン／オフ動作を制御する制御回路部を備え、
   前記制御回路部は、
   前記スイッチング素子のスイッチング動作のデューティーを制御するスイッチング周期制御部と、
   前記スイッチング素子のスイッチング動作の休止及び再開を制御する休止／再開制御部を備え、
   前記休止／再開制御部は、
   前記直流リアクトルが磁気飽和に達した時点において、
   前記スイッチング素子をオフ状態としてスイッチング動作を休止し、
   前記スイッチング素子の休止時間中に、負荷に直流電圧を印加すると共に、キャパシタ電圧にクランプされた直流リアクトル電圧により磁気飽和をリセットし、
   前記直流リアクトルの磁気飽和がリセットされた時点において、
   前記スイッチング素子の駆動動作を再開する
   ことを特徴とする直流パルス電源装置。
2. 前記スイッチング周期制御部は、
   定常電力のパルス出力を供給するパルスモードと、
   前記パルスモードよりも低周期で低電力のパルス出力を供給するアークモード
   の２つのモードを備えることを特徴とする請求項１に記載の直流パルス電源装置。
3. 前記休止／再開制御部は、
   前記アークモードにおける前記スイッチング素子のオン状態の累積パルス幅が磁気飽和の許容時間幅を越えた時点で前記スイッチング素子の動作を休止し、
   前記スイッチング素子の休止時間が設定時間を越えた時点で前記スイッチング素子の動作を再開することを特徴とする請求項２に記載の直流パルス電源装置。
4. 前記休止／再開制御部は、
   前記アークモードにおける前記スイッチング素子の直流リアクトル電流が直流リアクトル電流の磁気飽和レベルを越えた時点で前記スイッチング素子の動作を休止し、
   前記スイッチング素子の直流リアクトル電流が、パルスモードにおける直流リアクトル電流のパルスモードレベルを越えた時点で前記スイッチング素子の動作を再開することを特徴とする請求項２に記載の直流パルス電源装置。
5. 前記休止／再開制御部は、
   前記アークモードにおける前記スイッチング素子のオン状態の累積パルス幅が磁気飽和の許容時間幅を越えた時点で前記スイッチング素子の動作を休止し、
   前記スイッチング素子の直流リアクトル電流が、パルスモードにおける直流リアクトル電流のパルスモードレベルを越えた時点で前記スイッチング素子の動作を再開することを特徴とする請求項２に記載の直流パルス電源装置。
6. 前記休止／再開制御部は、
   前記アークモードにおける前記スイッチング素子の直流リアクトル電流が直流リアクトル電流の磁気飽和レベルを越えた時点で前記スイッチング素子の動作を休止し、
   前記スイッチング素子の休止時間が設定時間を越えた時点で前記スイッチング素子の動作を再開することを特徴とする請求項２に記載の直流パルス電源装置。
7. 前記電圧クランプ部は、前記キャパシタ電圧の内、前記クランプ電圧を越える電圧分を前記直流電源部に回生する回生回路であることを特徴とする請求項１から６の何れか一つに記載の直流パルス電源装置。
8. 直流電源部と、
   直流リアクトルとスイッチング素子との直列回路を備え、前記直流電源部の直流電圧からパルス出力を発生するパルス部と、
   前記パルス部の直流リアクトルに並列接続されたキャパシタを含み、当該キャパシタのキャパシタ電圧により直流リアクトルの両端電圧をクランプ電圧に制限する電圧クランプ部と、
   前記パルス部のスイッチング素子のオン／オフ動作を制御する制御回路部を備える直流パルス電源装置の制御方法であり、
   前記制御回路部による制御は、
   前記スイッチング素子のスイッチング動作のデューティーを制御するスイッチング周期制御と、
   前記スイッチング素子のスイッチング動作の休止及び再開を制御する休止／再開制御を備え、
   前記スイッチング周期制御は、
   定常電力のパルス出力を供給するパルスモードと、
   前記パルスモードよりも低周期で低電力のパルス出力を供給するアークモード
   の２つのモードを備え、
   前記休止／再開制御は、
   前記直流リアクトルが磁気飽和に達した時点において、
   前記スイッチング素子をオフ状態としてスイッチング動作を休止し、
   前記スイッチング素子の休止時間中に、負荷に直流電圧を印加すると共に、キャパシタ電圧にクランプされた直流リアクトル電圧により磁気飽和をリセットし、
   前記直流リアクトルの磁気飽和がリセットされた時点において、
   前記スイッチング素子の駆動動作を再開する
   ことを特徴とする直流パルス電源装置の制御方法。