JP2811339B2 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 ２出力電圧形のDC/DCコンバータに関し 定電圧特性がよく、広範囲の出力電圧を発生できるDC
/DCコンバータの提供を目的とし、 入力電源とコイルとをスイッチング素子を介して接続
し、このスイッチング素子のオン時コイルを励磁すると
ともに、スイッチング素子のオフ時、コイルに発生する
逆起電力によってダイオードD1を介してコンデンサC1に
出力電圧を発生するバックブースト形DC/DCコンバータ
回路において、ダイオードD4をコイルの一端とダイオー
ドD1の接続点に挿入し、コンデンサC2とダイオードD2の
直列回路および前記スイッチング素子と同期して動作す
る第２のスイッチング素子をダイオードD4とダイオード
D1の接続点とコイルの他端との間に接続して、コイルの
逆起電力によるコンデンサC2の充電電荷によって第２の
スイッチング素子のオン時ダイオードD3を介してコンデ
ンサC3に前記バックブースト形DC/DCコンバータ回路と
逆極性の出力電圧を発生するスイッチドキャパシタ回路
を設けて構成する。
/DCコンバータの提供を目的とし、 入力電源とコイルとをスイッチング素子を介して接続
し、このスイッチング素子のオン時コイルを励磁すると
ともに、スイッチング素子のオフ時、コイルに発生する
逆起電力によってダイオードD1を介してコンデンサC1に
出力電圧を発生するバックブースト形DC/DCコンバータ
回路において、ダイオードD4をコイルの一端とダイオー
ドD1の接続点に挿入し、コンデンサC2とダイオードD2の
直列回路および前記スイッチング素子と同期して動作す
る第２のスイッチング素子をダイオードD4とダイオード
D1の接続点とコイルの他端との間に接続して、コイルの
逆起電力によるコンデンサC2の充電電荷によって第２の
スイッチング素子のオン時ダイオードD3を介してコンデ
ンサC3に前記バックブースト形DC/DCコンバータ回路と
逆極性の出力電圧を発生するスイッチドキャパシタ回路
を設けて構成する。
本発明は２出力電圧形のDC/DCコンバータに係り、特
にバックブースト形DC/DCコンバータ回路に対してスイ
ッチドキャパシタ回路を付加したDC/DCコンバータに関
するものである。
にバックブースト形DC/DCコンバータ回路に対してスイ
ッチドキャパシタ回路を付加したDC/DCコンバータに関
するものである。
同一直流電源から正負のほぼ等しい電圧の２出力電圧
を発生するDC/DCコンバータは、各種装置の電源回路と
して広く用いられている。
を発生するDC/DCコンバータは、各種装置の電源回路と
して広く用いられている。
このような２出力電圧形のDC/DCコンバータは、入力
電源電圧より低い電圧から高い電圧にわたって、広範囲
の出力電圧を発生することができるとともに、高安定な
出力電圧特性を有するものであることが要望される。
電源電圧より低い電圧から高い電圧にわたって、広範囲
の出力電圧を発生することができるとともに、高安定な
出力電圧特性を有するものであることが要望される。
〔従来の技術〕 第４図は従来の２出力電圧形DC/DCコンバータを示し
たものであって、ブースト形DC/DCコンバータ回路に対
して、スイッチドキャパシタ回路を付加した、DC/DCコ
ンバータが示されており、Eiは入力電源、L11は電磁エ
ネルギーを蓄えるコイル、TR11はスイッチング用のトラ
ンジスタ、D11,D12,D13はダイオード、C11,C12,C13はコ
ンデンサ、11はスイッチング用トランジスタTR11のオン
オフを制御する駆動信号を発生する制御回路である。
たものであって、ブースト形DC/DCコンバータ回路に対
して、スイッチドキャパシタ回路を付加した、DC/DCコ
ンバータが示されており、Eiは入力電源、L11は電磁エ
ネルギーを蓄えるコイル、TR11はスイッチング用のトラ
ンジスタ、D11,D12,D13はダイオード、C11,C12,C13はコ
ンデンサ、11はスイッチング用トランジスタTR11のオン
オフを制御する駆動信号を発生する制御回路である。
第４図において、トランジスタTR11のオン時、コイル
L11にエネルギーを蓄え、トランジスタTR11のオフ時、
コイルL11の逆起電力と入力電源とを加算した電圧が、
ダイオードD11および平滑用コンデンサC11を介して、出
力電圧＋V1として出力される。
L11にエネルギーを蓄え、トランジスタTR11のオフ時、
コイルL11の逆起電力と入力電源とを加算した電圧が、
ダイオードD11および平滑用コンデンサC11を介して、出
力電圧＋V1として出力される。
またトランジスタTR11のオフ時、入力電源Ei→コイル
L11→コンデンサC12→ダイオードD12の経路で電流が流
れてコンデンサC12に電荷を蓄積し、トランジスタTR11
のオン時、コンデンサC12→トランジスタTR11→コンデ
ンサC13→ダイオードD13の経路で電流が流れてコンデン
サC13に充電し平滑されることによって、出力電圧＋V1
とほぼ同じ大きさの出力電圧−V1を出力する。
L11→コンデンサC12→ダイオードD12の経路で電流が流
れてコンデンサC12に電荷を蓄積し、トランジスタTR11
のオン時、コンデンサC12→トランジスタTR11→コンデ
ンサC13→ダイオードD13の経路で電流が流れてコンデン
サC13に充電し平滑されることによって、出力電圧＋V1
とほぼ同じ大きさの出力電圧−V1を出力する。
制御回路11は出力電圧＋V1を検出し、その大きさに応
じて駆動電流を制御して、トランジスタTR11のオン時間
を変化させることによって、出力電圧±V1を安定化す
る。
じて駆動電流を制御して、トランジスタTR11のオン時間
を変化させることによって、出力電圧±V1を安定化す
る。
第４図に示されたDC/DCコンバータにおいて、コイルL
11,トランジスタTR11,ダイオードD11,コンデンサC11か
らなる回路はブースト形DC/DCコンバータ回路を構成
し、その出力電圧V1の大きさは次のようになることが知
られている。
11,トランジスタTR11,ダイオードD11,コンデンサC11か
らなる回路はブースト形DC/DCコンバータ回路を構成
し、その出力電圧V1の大きさは次のようになることが知
られている。
ここでtonはスイッチング用トランジスタTR11のオン
時間、Ｔはスイッチング周期である。（１）式から出力
電圧V1は、入力電源電圧より常に大きい。
時間、Ｔはスイッチング周期である。（１）式から出力
電圧V1は、入力電源電圧より常に大きい。
またコンデンサC12,C13およびダイオードD12,D13から
なる回路はスイッチドキャパシタ回路を構成し、その出
力電圧は、入力電圧とほぼ等しい大きさである。
なる回路はスイッチドキャパシタ回路を構成し、その出
力電圧は、入力電圧とほぼ等しい大きさである。
従って、第４図のDC/DCコンバータでは、出力電圧と
して入力電源電圧Eiより高い、等しい２出力電圧を発生
する。すなわち、電圧のステップアップを行うことが可
能である。しかしながら、入力電源電圧Eiより低い出力
電圧を発生する、電圧のステップダウンを行うことは不
可能である。
して入力電源電圧Eiより高い、等しい２出力電圧を発生
する。すなわち、電圧のステップアップを行うことが可
能である。しかしながら、入力電源電圧Eiより低い出力
電圧を発生する、電圧のステップダウンを行うことは不
可能である。
これに対して別の形式のDC/DCコンバータとして、ト
ランスを用いたフライバック方式のものがあり、この場
合は出力電圧として、入力電源電圧より高い電圧も低い
電圧も出力できる。しかしながらフライバック方式のDC
/DCコンバータは、トランスの漏れ磁束によって出力の
定電圧特性が悪くなるという問題がある。
ランスを用いたフライバック方式のものがあり、この場
合は出力電圧として、入力電源電圧より高い電圧も低い
電圧も出力できる。しかしながらフライバック方式のDC
/DCコンバータは、トランスの漏れ磁束によって出力の
定電圧特性が悪くなるという問題がある。
本発明はこのような従来技術の課題を解決しようとす
るものであって、トランスを用いないため定電圧特性が
よく、かつ入力電源電圧より低い電圧から高い電圧にわ
たる広範囲の出力電圧を発生することができる、DC/DC
コンバータを提供することを目的としている。
るものであって、トランスを用いないため定電圧特性が
よく、かつ入力電源電圧より低い電圧から高い電圧にわ
たる広範囲の出力電圧を発生することができる、DC/DC
コンバータを提供することを目的としている。
本発明は第１図（ａ），（ｂ）にその原理的構成を示
すようなものである。
すようなものである。
すなわち第１図（ａ）に示すように、バックブースト
形DC/DCコンバータ回路１に対して、スイッチドキャパ
シタ回路２を付加して構成したものである。
形DC/DCコンバータ回路１に対して、スイッチドキャパ
シタ回路２を付加して構成したものである。
ここでバックブースト形DC/DCコンバータ回路１は、
入力電源EiとコイルL1とを第１のスイッチング素子TR1
を介して接続し、このスイッチング素子TR1のオン時コ
イルL1を励磁するとともに、スイッチング素子TR1のオ
フ時、コイルL1に発生する逆起電力によってダイオード
D1を介してコンデンサC1に出力電圧−Ｖを発生するもの
であり、スイッチドキャパシタ回路２は、ダイオードD4
を前記コイルL1の一端とダイオードD1の接続点に挿入
し、コンデンサC2とダイオードD2の直列回路および第１
のスイッチング素子TR1と同期して動作する第２のスイ
ッチング素子TR2を、ダイオードD4とダイオードD1の接
続点とコイルL1の他端との間に接続して、コイルL1の逆
起電力によるこのコンデンサC2の充電電荷によって第２
のスイッチング素子TR2のオン時ダイオードD3を介して
コンデンサC3にバックブースト形DC/DCコンバータ回路
１と逆極性の出力電圧＋V1を発生するものである。
入力電源EiとコイルL1とを第１のスイッチング素子TR1
を介して接続し、このスイッチング素子TR1のオン時コ
イルL1を励磁するとともに、スイッチング素子TR1のオ
フ時、コイルL1に発生する逆起電力によってダイオード
D1を介してコンデンサC1に出力電圧−Ｖを発生するもの
であり、スイッチドキャパシタ回路２は、ダイオードD4
を前記コイルL1の一端とダイオードD1の接続点に挿入
し、コンデンサC2とダイオードD2の直列回路および第１
のスイッチング素子TR1と同期して動作する第２のスイ
ッチング素子TR2を、ダイオードD4とダイオードD1の接
続点とコイルL1の他端との間に接続して、コイルL1の逆
起電力によるこのコンデンサC2の充電電荷によって第２
のスイッチング素子TR2のオン時ダイオードD3を介して
コンデンサC3にバックブースト形DC/DCコンバータ回路
１と逆極性の出力電圧＋V1を発生するものである。
また、第１図（ｂ）に示すように、上述のDC/DCコン
バータにおいて、第１のスイッチング素子TR1がコイルL
1の他端と入力電源Eiとの間に設けられ、両スイッチン
グ素子TR1,TR2がそれぞれの電流流入側端子を共通に接
続されるように構成されていて、同電位の駆動信号によ
って制御されるようにしたものである。
バータにおいて、第１のスイッチング素子TR1がコイルL
1の他端と入力電源Eiとの間に設けられ、両スイッチン
グ素子TR1,TR2がそれぞれの電流流入側端子を共通に接
続されるように構成されていて、同電位の駆動信号によ
って制御されるようにしたものである。
バックブースト形DC/DCコンバータ回路１において
は、入力電源EiとコイルL1とを第１のスイッチング素子
TR1を介して接続する。これによって、スイッチング素
子TR1がオンになったとき、コイルL1を励磁する。そし
てスイッチング素子TR1がオフになったとき、コイルL1
に発生する逆起電力によってダイオードD1を介してコン
デンサC1に出力電圧−V1を発生する。
は、入力電源EiとコイルL1とを第１のスイッチング素子
TR1を介して接続する。これによって、スイッチング素
子TR1がオンになったとき、コイルL1を励磁する。そし
てスイッチング素子TR1がオフになったとき、コイルL1
に発生する逆起電力によってダイオードD1を介してコン
デンサC1に出力電圧−V1を発生する。
またスイッチドキャパシタ回路２においては、ダイオ
ードD4をコイルL1の一端とダイオードD1の接続点に挿入
し、コンデンサC2とダイオードD2とを直列に接続した回
路と、第１のスイッチング素子TR1と同期して動作する
第２のスイッチング素子TR2とを、ダイオードD4とダイ
オードD1の接続点とコイルL1の他端との間に接続する。
これによって、コイルL1の逆起電力によってコンデンサ
C2を充電し、この充電電荷によって、第２のスイッチン
グ素子TR2がオンになったとき、ダイオードD3を介して
コンデンサC3に出力電圧＋V1を発生する。この出力電圧
＋V1は、バックブースト形DC/DCコンバータ回路１の出
力電圧−V1とは逆極性であって、ほぼ等しい大きさを有
している。
ードD4をコイルL1の一端とダイオードD1の接続点に挿入
し、コンデンサC2とダイオードD2とを直列に接続した回
路と、第１のスイッチング素子TR1と同期して動作する
第２のスイッチング素子TR2とを、ダイオードD4とダイ
オードD1の接続点とコイルL1の他端との間に接続する。
これによって、コイルL1の逆起電力によってコンデンサ
C2を充電し、この充電電荷によって、第２のスイッチン
グ素子TR2がオンになったとき、ダイオードD3を介して
コンデンサC3に出力電圧＋V1を発生する。この出力電圧
＋V1は、バックブースト形DC/DCコンバータ回路１の出
力電圧−V1とは逆極性であって、ほぼ等しい大きさを有
している。
このように本発明のDC/DCコンバータでは、バックブ
ースト形DC/DCコンバータ回路１によって、入力電源電
圧より低い電圧から高い電圧にわたる広範囲の出力電圧
を得ることができるとともに、スイッチドキャパシタ回
路２によってバックブースト形DC/DCコンバータ回路１
と逆極性の等しい大きさの出力電圧を発生するので、入
力電源電圧により低い電圧から高い電圧にわたる、広範
囲の等しい正負２出力電圧を発生することができる。
ースト形DC/DCコンバータ回路１によって、入力電源電
圧より低い電圧から高い電圧にわたる広範囲の出力電圧
を得ることができるとともに、スイッチドキャパシタ回
路２によってバックブースト形DC/DCコンバータ回路１
と逆極性の等しい大きさの出力電圧を発生するので、入
力電源電圧により低い電圧から高い電圧にわたる、広範
囲の等しい正負２出力電圧を発生することができる。
なおこの場合、第１のスイッチング素子TR1をコイルL
1の他端と入力電源Eiとの間に設けて、両スイッチング
素子TR1,TR2がそれぞれの電流流入側端子を共通に接続
されるように構成することによって、両スイッチング素
子TR1,TR2を同電位の駆動信号によって制御することが
できるようになるので、制御回路11の構成を簡単にする
ことができる。
1の他端と入力電源Eiとの間に設けて、両スイッチング
素子TR1,TR2がそれぞれの電流流入側端子を共通に接続
されるように構成することによって、両スイッチング素
子TR1,TR2を同電位の駆動信号によって制御することが
できるようになるので、制御回路11の構成を簡単にする
ことができる。
第２図は、本発明の一実施例を示す図であって、バッ
クブースト形DC/DCコンバータ回路に対してスイッチド
キャパシタ回路を付加した形式のDC/DCコンバータを示
し、Eiは入力電源電圧、L1は電磁エネルギーを蓄えるコ
イル、TR1,TR2は同期してオンオフするスイッチング用
のトランジスタ、D1,D2,D3,D4はダイオード、C1,C2,C3
はコンデンサ、11はスイッチング用トランジスタTR1,TR
2を同期して動作させる駆動信号を発生する制御回路で
ある。第２図において、トランジスタTR1,コイルL1,ダ
イオードD1,コンデンサC1からなる回路は、バックブー
スト形DC/DCコンバータ回路１を構成し、トランジスタT
R2,コンデンサC2,C3およびダイオードD2,D3,D4からなる
回路はスイットキャパシタ回路２を構成している。
クブースト形DC/DCコンバータ回路に対してスイッチド
キャパシタ回路を付加した形式のDC/DCコンバータを示
し、Eiは入力電源電圧、L1は電磁エネルギーを蓄えるコ
イル、TR1,TR2は同期してオンオフするスイッチング用
のトランジスタ、D1,D2,D3,D4はダイオード、C1,C2,C3
はコンデンサ、11はスイッチング用トランジスタTR1,TR
2を同期して動作させる駆動信号を発生する制御回路で
ある。第２図において、トランジスタTR1,コイルL1,ダ
イオードD1,コンデンサC1からなる回路は、バックブー
スト形DC/DCコンバータ回路１を構成し、トランジスタT
R2,コンデンサC2,C3およびダイオードD2,D3,D4からなる
回路はスイットキャパシタ回路２を構成している。
第２図において、トランジスタTR1のオン時、コイルL
1にエネルギーを蓄え、トランジスタTR1のオフ時、コイ
ルL1の逆起電力によってコイルL1→コンデンサC1→ダイ
オードD1→ダイオードD4の経路で電流が流れてコンデン
サC1に充電し、コンデンサC1から出力電圧−V1が出力さ
れる。
1にエネルギーを蓄え、トランジスタTR1のオフ時、コイ
ルL1の逆起電力によってコイルL1→コンデンサC1→ダイ
オードD1→ダイオードD4の経路で電流が流れてコンデン
サC1に充電し、コンデンサC1から出力電圧−V1が出力さ
れる。
またトランジスタTR1,TR2のオフ時、コイルL1から、
コイルL11→ダイオードD2→コンデンサC2→ダイオードD
4の経路で電流が流れてコンデンサC3を充電し、コンデ
ンサC3から出力電圧−V1とほぼ同じ大きさの出力電圧＋
V1が出力される。
コイルL11→ダイオードD2→コンデンサC2→ダイオードD
4の経路で電流が流れてコンデンサC3を充電し、コンデ
ンサC3から出力電圧−V1とほぼ同じ大きさの出力電圧＋
V1が出力される。
制御回路11は出力電圧＋V1を検出し、その大きさに応
じて駆動電流を制御して、トランジスタTR1,TR2のオン
時間をそれぞれ変化させることによって、出力電圧±V1
を安定化する。
じて駆動電流を制御して、トランジスタTR1,TR2のオン
時間をそれぞれ変化させることによって、出力電圧±V1
を安定化する。
第２図において、バックブースト形DC/DCコンバータ
回路２における出力電圧V1の大きさは、次のようになる
ことが知られている。
回路２における出力電圧V1の大きさは、次のようになる
ことが知られている。
ここでtonはスイッチング用トランジスタTR1のオン時
間、Ｔはスイッチング周期である。（３）式から出力電
圧V1は、入力電源電圧Eiより大きくすることも、小さく
することもできる。
間、Ｔはスイッチング周期である。（３）式から出力電
圧V1は、入力電源電圧Eiより大きくすることも、小さく
することもできる。
またスイッチドキャパシタ回路１の出力電圧は、その
動作から明らかなように、入力電圧とほぼ等しい大きさ
である。
動作から明らかなように、入力電圧とほぼ等しい大きさ
である。
従って、第２図のDC/DCコンバータでは、発生する２
出力電圧を、入力電源電圧Eiより低くすることもでき、
また高くすることもできる。
出力電圧を、入力電源電圧Eiより低くすることもでき、
また高くすることもできる。
第３図は本発明の他の実施例を示したものであって、
第２図におけると同じものを同じ番号で示しているが、
スイッチング用トランジスタTR1を挿入する場所が異な
っており、またスイッチング用トランジスタTR1,TR2
は、制御回路11から同電位の駆動信号でそのオンオフを
制御されるようになっている。
第２図におけると同じものを同じ番号で示しているが、
スイッチング用トランジスタTR1を挿入する場所が異な
っており、またスイッチング用トランジスタTR1,TR2
は、制御回路11から同電位の駆動信号でそのオンオフを
制御されるようになっている。
第３図に示されたDC/DCコンバータの動作は、第２図
に示された回路と同様である。しかしながら第３図の回
路では、スイッチング用トランジスタTR1は入力電源電
圧Eiに対する帰路側に挿入され、両スイッチング用トラ
ンジスタTR1,TR2のエミッタが共通に接続されている。
に示された回路と同様である。しかしながら第３図の回
路では、スイッチング用トランジスタTR1は入力電源電
圧Eiに対する帰路側に挿入され、両スイッチング用トラ
ンジスタTR1,TR2のエミッタが共通に接続されている。
従って第３図の回路では、両スイッチング用トランジ
スタTR1,TR2の駆動信号を同電位にすることができるの
で、制御回路11の構成を簡単化することが可能となる。
スタTR1,TR2の駆動信号を同電位にすることができるの
で、制御回路11の構成を簡単化することが可能となる。
以上説明したように、本発明のDC/DCコンバータで
は、バックブースト形DC/DCコンバータ回路を基とし、
これにスイッチドキャパシタ回路を付加したので、入力
電圧より低い電圧から高い電圧にわたる広範囲の出力電
圧を、正負の等しい２出力電圧として得ることができ
る。
は、バックブースト形DC/DCコンバータ回路を基とし、
これにスイッチドキャパシタ回路を付加したので、入力
電圧より低い電圧から高い電圧にわたる広範囲の出力電
圧を、正負の等しい２出力電圧として得ることができ
る。
また、フライバック方式のDC/DCコンバータ回路のよ
うにトランスを使用しないので、漏れ磁束の影響によっ
て定電圧特性が悪化することがなく、高安定な出力電圧
特性を得ることができる。
うにトランスを使用しないので、漏れ磁束の影響によっ
て定電圧特性が悪化することがなく、高安定な出力電圧
特性を得ることができる。
さらに本発明のDC/DCコンバータでは、２個のスイッ
チング用トランスに対する駆動電流を同電位にすること
ができるので、制御回路の構成を簡単化することが可能
である。
チング用トランスに対する駆動電流を同電位にすること
ができるので、制御回路の構成を簡単化することが可能
である。
第１図（ａ），（ｂ）は本発明の原理的構成を示す図、
第２図は本発明の一実施例を示す図、第３図は本発明の
他の実施例を示す図、第４図は従来の２出力電圧形DC/D
Cコンバータを示す図である。 １はバックブースト形DC/DCコンバータ、２はスイッチ
ドキャパシタ回路、Eiは入力電源、L1はコイル、TR1,TR
2はスイッチング素子、D1,D2,D3,D4はダイオード、C1,C
2,C3はコンデンサ、＋V1,−V1は出力電圧である。
第２図は本発明の一実施例を示す図、第３図は本発明の
他の実施例を示す図、第４図は従来の２出力電圧形DC/D
Cコンバータを示す図である。 １はバックブースト形DC/DCコンバータ、２はスイッチ
ドキャパシタ回路、Eiは入力電源、L1はコイル、TR1,TR
2はスイッチング素子、D1,D2,D3,D4はダイオード、C1,C
2,C3はコンデンサ、＋V1,−V1は出力電圧である。
Claims (2)
- 【請求項１】入力電源（Ei）とコイル（L1）とを第１の
スイッチング素子（TR1）を介して接続し、該スイッチ
ング素子（TR1）のオン時コイル（L1）を励磁するとと
もに、該スイッチング素子（TR1）のオフ時、該コイル
（L1）に発生する逆起電力によってダイオード（D1）を
介してコンデンサ（C1）に出力電圧（−V1）を発生する
バックブースト形DC/DCコンバータ回路（１）におい
て、 ダイオード（D4）を前記コイル（L1）の一端とダイオー
ド（D1）の接続点に挿入し、コンデンサ（C2）とダイオ
ード（D2）の直列回路および前記第１のスイッチング素
子（TR1）と同期して動作する第２のスイッチング素子
（TR2）をダイオード（D4）とダイオード（D1）の接続
点と前記コイル（L1）の他端との間に接続して、前記コ
イル（L1）の逆起電力による該コンデンサ（C2）の充電
電荷によって第２のスイッチング素子（TR2）のオン時
ダイオード（D3）を介してコンデンサ（C3）に前記バッ
クブースト形DC/DCコンバータ回路（１）と逆極性の出
力電圧（＋V1）を発生するスイッチドキャパシタ回路
（２）を設けたことを特徴とするDC/DCコンバータ。 - 【請求項２】前記第１のスイッチング素子（TR1）が前
記コイル（L1）の他端と入力電源（Ei）との間に設けら
れ、両スイッチング素子（TR1,TR2）がそれぞれの電流
流入側端子を共通に接続されていて同電位の駆動信号に
よって制御されることを特徴とする請求項第１項記載の
DC/DCコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32831189A JP2811339B2 (ja) | 1989-12-20 | 1989-12-20 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32831189A JP2811339B2 (ja) | 1989-12-20 | 1989-12-20 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03190559A JPH03190559A (ja) | 1991-08-20 |
| JP2811339B2 true JP2811339B2 (ja) | 1998-10-15 |
Family
ID=18208819
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32831189A Expired - Fee Related JP2811339B2 (ja) | 1989-12-20 | 1989-12-20 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2811339B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19946242A1 (de) * | 1999-09-27 | 2001-04-05 | Grundfos As | Frequenzumrichter für einen Elektromotor |
-
1989
- 1989-12-20 JP JP32831189A patent/JP2811339B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03190559A (ja) | 1991-08-20 |
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