JPH0621388U - Ａｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 回路構成を複雑にしたり、形状を大形化する
ことなく力率を改善したＡＣ−ＤＣコンバータを提供す
る。 【構成】 一石式のスイッチング方式のＡＣ−ＤＣコン
バータにおいて、整流器１の（＋）側出力端とコンバー
タトランス２の１次巻線Ｌ₁ 間にチョークコイルＬ₄ と
ダイオードＤ₃ の直列回路を接続し、ダイオードＤ₃ は
整流器１からコンバータトランス２の方向を順方向と
し、ダイオードＤ₃ のカソードと整流器１の（−）側出
力端間にコンデンサＣ₃ が接続され、ダイオードＤ₃ の
アノードと整流器１の（−）側出力端間に第２スイッチ
ングトランジスタＱ₂ が接続され、第１スイッチングト
ランジスタＱ₁ と第２スイッチングトランジスタＱ₂ の
ベースは同一のパルス幅変調回路の出力端に接続され
る。 【効果】 回路構成が簡素であり、回路の力率が高く、
瞬停等の時にも出力保持時間が長く対応力が大きい。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案は、力率を改善し、商用電源ラインへの電圧歪みや高調波電流の発生を 少なくしたＡＣ−ＤＣコンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】

従来のＡＣ−ＤＣコンバータの入力回路は、図３の回路図に示すようにコンデ ンサ入力形の整流回路が一般的に用いられる。 図３において、１は商用電源に接続する整流器、Ｃ₁ は整流器１の出力端に接 続する平滑コンデンサ、２はコンバータトランスであり、整流器１の出力端、コ ンバータトランス２の１次巻線Ｌ₁ 、スイッチングトランジスタＱ₁ は直列接続 されている。

【０００３】 トランス２の２次巻線Ｌ₂ には、整流ダイオードＤ₁ 、フライホイールダイオ ードＤ₂ 、チョークコイルＬ₃ 、平滑コンデンサＣ₂ からなる整流平滑回路が接 続されている。 このようなＡＣ−ＤＣコンバータでは、パルス幅変調回路（図示を省略）の信 号がスイッチングトランジスタＱ₁ のベースに加えられ、そのオン時間が制御さ れることにより、安定化した直流出力を出力端子４Ａ、４Ｂから得るようにして ある。３Ａ、３Ｂは、商用電源の電源ラインに接続する整流器１の入力端子であ る。

【０００４】 図４は図３のＡＣ−ＤＣコンバータの電圧と電流の波形図であり、ｖ₁ は整流 器１の出力電圧、ｉ₁ は整流器１の出力電流、即ちＡＣ−ＤＣコンバータの入力 電流波形（交流で一つおきに正、負方向交互）を全て正方向にしたものである。 主に点線からなる波形は、平滑コンデンサＣ₁ が存在しない時の整流器１の出 力電圧の波形である。

【０００５】 コンデンサ入力形の整流回路を有するＡＣ−ＤＣコンバータでは、整流器１の 出力電流ｉ₁ は大部分がコンデンサＣ₁ に短時間に流れる電流となり、その流通 角は非常に短い。 従って、力率が低いし、電源ラインに電圧歪みや高調波電流を発生しやすい。 電圧歪みや高調波電流は、電源ラインを通って他の電子機器に悪影響を及ぼすの で、誤作動を許されないロボット等の電子機器が増加する昨今では社会的に問題 となりつつある。

【０００６】 図５は、従来のＡＣ−ＤＣコンバータの別の回路図であり、図３と同一部分は 同じ符号を付与してある。 このＡＣ−ＤＣコンバータは、整流器１の出力端に昇圧チョッパーからなるア クティブフィルタ５を接続してある。

【０００７】 アクティブフィルタ５は、整流器１の（＋）側の出力端とコンバータトランス ２の１次巻線Ｌ₁ 間に直列接続するチョークコイルＬ₄ とダイオードＤ₃ 、チョ ークコイルＬ₄ とダイオードＤ₃ の接続点と整流器１の（−）側の出力端間に接 続するトランジスタＱ₂ 、ダイオードＤ₃ と１次巻線Ｌ₁ の接続点と整流器１の （−）側の出力端間に接続する出力コンデンサＣ₃ 、さらにトランジスタＱ₂ の 制御回路６からなる。

【０００８】 アクティブフィルタ５は、出力コンデンサＣ₃ の電圧、および整流器１の出力 電圧を検出し、乗算回路を含む制御回路６でトランジスタＱ₂ を制御することに より、チョークコイルＬ₄ に整流器１の出力電圧に比例した電流が流れるように してある。 図６は図５のＡＣ−ＤＣコンバータの電圧と電流の波形図であり、整流器１の 出力電圧をｖ₂ 、チョークコイルＬ₄ に流れる整流器１の出力電流をｉ₂ として 表してある。なお、出力電流ｉ₂ は、平均値で表してある。

【０００９】 図５のＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、整流器１の出力電流ｉ₂ は整流器１の 出力電圧ｖ₂ に比例し流通角も広いものなので、図３の回路に比較すると力率が 改善され、電源ラインの電圧歪みや高調波電流の発生も減少する。 しかし、アクティブフィルタ５がチョークコイルＬ₄ や乗算回路を含む制御回 路６を必要とするので、全体の回路が複雑になる。また、一般的に実施されてい るものは、コンデンサＣ₃ に印加する電圧を入力電圧の２倍以上の電圧値で制御 していることが多いので、チョークコイルＬ₄ は扱う電力が大きくなると大形化 する欠点があった。

【００１０】

【考案が解決しようとする課題】

本考案の課題は、回路構成を複雑にしたり、形状を大形化することなく力率を 改善し、電源ラインへの電圧歪みや高調波電流の発生を少なくできるＡＣ−ＤＣ コンバータを提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】

本考案は一石式のＡＣ−ＤＣコンバータの基本構成において、整流器の（＋） 側出力端とコンバータトランスの１次巻線間にチョークコイルとダイオードの直 列回路を、チョークコイルを整流器側、ダイオードをコンバータトランス側とし て接続し、該ダイオードはチョークコイルからコンバータトランスの方向を順方 向としており、ダイオードのカソードと整流器の（−）側出力端間にコンデンサ が接続され、ダイオードのアノードと整流器の（−）側出力端間に第２スイッチ ングトランジスタが接続され、第１スイッチングトランジスタと第２スイッチン グトランジスタのベースは、それぞれ抵抗を介して同一のパルス幅変調回路の出 力端に接続され、第１スイッチングトランジスタと第２スイッチングトランジス タは同時に駆動されることを特徴とする。

【００１２】

【実施例】

以下に、本考案のＡＣ−ＤＣコンバータの一実施例を示す図１の回路図を参照 しながら説明する。なお、図３及び図５の回路図と同一部分については同じ符号 を付与してある。

【００１３】 図１において、コンバータトランス２の２次巻線Ｌ₂ 側には、整流ダイオード Ｄ₁ 、フライホイールダイオードＤ₂ 、チョークコイルＬ₃ 、平滑コンデンサＣ ₂ からなる整流平滑回路が接続されており、図３、図５と同一の構成である。 コンバータトランス２の１次巻線Ｌ₁ には、第１スイッチングトランジスタＱ ₁ が接続される。パルス幅変調回路（図示を省略）の信号が端子５より第１スイ ッチングトランジスタＱ₁ のベースに加えられ、そのオン時間をパルス幅変調制 御することにより安定化した直流出力を出力端子４Ａ、４Ｂから得られるように してある。このような図１における回路の第１スイッチングトランジスタＱ₁ を 含めたコンバータトランス２より出力側の構成や制御動作は、図３の従来例等で 一般的によく知られた技術であり、これ以上の説明を要しないであろう。

【００１４】 本考案のＡＣ−ＤＣコンバータは図１のごとく、電源ラインに接続された整流 器１の（＋）側出力端とコンバータトランス２の１次巻線Ｌ₁ 間に、チョークコ イルＬ₄ とチョークコイルＬ₄ からコンバータトランス２の方向を順方向とする ダイオードＤ₃ の直列回路を接続する。ダイオードＤ₃ のカソードと整流器１の （−）側出力端間にコンデンサＣ₃ が接続され、ダイオードＤ₃ のアノードと整 流器１の（−）側出力端間に第２スイッチングトランジスタＱ₂ の主電流路が接 続される。第１スイッチングトランジスタＱ₁ と第２スイッチングトランジスタ Ｑ₂ のベースは、それぞれ抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₂ を介して同一のパルス幅変調回路の出 力端に接続される端子５に接続される。

【００１５】 ３Ａ、３Ｂは電源ラインが接続される端子、４Ａ、４ＢはＡＣ−ＤＣコンバー タの出力端子、ｉ₂ は整流器１の出力電流、ｖ₂ は整流器１の出力電圧、ｖ₃ は コンデンサＣ₃ の両端に現れる電圧、ｖ_P はパルス幅変調回路から出力されるス イッチングトランジスタの駆動信号を示している。

【００１６】 次に、図１のＡＣ−ＤＣコンバータの動作を、その回路の電圧電流波形である 図２を参照しながら説明する。 いま、ＡＣ−ＤＣコンバータが、ある直流電圧を出力して動作しているとする と、第１スイッチングトランジスタＱ₁ 及び第２スイッチングトランジスタＱ₂ のベースには、同一の駆動信号ｖ_P が加えられる。図２の最下方に示すように、 この駆動信号ｖ_P は、ある信号周期Ｐ_T 、駆動信号が発生する期間Ｐ_ONを持つパ ルス状信号である。

【００１７】 一般的な一石式のＡＣ−ＤＣコンバータにおいては、トランスの磁束リセット 動作のため、駆動信号が発生する期間Ｐ_ONは信号周期Ｐ_T の半分以下の時間であ る。 駆動信号ｖ_P が発生する期間Ｐ_ONの期間中には、第２スイッチングトランジス タＱ₂ がオン状態になることでチョークコイルＬ₄ の両端には電圧ｖ₂ が印加さ れる。

【００１８】 駆動信号ｖ_P の発生期間Ｐ_ON以外の期間においては、ダイオードＤ₃ を介して コンデンサＣ₃ に電流が流れ込み、コンデンサＣ₃ は充電される。駆動信号ｖ_P が立ち下がった瞬間にはチョークコイルＬ₄ のインダクタンスの作用によって電 圧値の高い電圧ｖ₃ が発生する。そのため、チョークコイルＬ₄ の両端には電圧 ｖ₃ と電圧ｖ₂ の差に相当する電圧が加わる。コイルの電圧・時間積は等しくな る性質により、チョークコイルＬ₄ の両端に発生する電圧と駆動信号ｖ_P の発生 期間Ｐ_ON及び周期Ｐ_T との間に次式が成り立つ。 ｖ₂ ・Ｐ_ON＝（ｖ₃ −ｖ₂ ）（Ｐ_T −Ｐ_ON） （１）

【００１９】 （１）式を変形することにより（２）式を得る。 ｖ₃ ／ｖ₂ ＝Ｐ_T ／（Ｐ_T −Ｐ_ON） （２） すなわち、コンデンサＣ₃ には整流器１の出力電圧ｖ₂ よりも電圧値が高い電 圧ｖ₃ が印加されることになる。ただし、一般的には期間Ｐ_ONは周期Ｐ_T の半分 以下であることは前述した通りであるので、電圧ｖ₃ は電圧ｖ₂ 以上、電圧ｖ₂ の２倍以下であり、図５におけるコンデンサＣ₃ に印加する電圧ほどの高電圧値 とはならない。コンバータトランス２及び第１スイッチングトランジスタＱ₁ を 主構成要素とするＡＣ−ＤＣコンバータの本体の入力電圧は、この電圧ｖ₃ とな る。

【００２０】 チョークコイルＬ₄ に流れる電流は、整流器１の出力電流ｉ₂ でもあり、その ピーク値はチョークコイルＬ₄ に印加される電圧・時間積をチョークコイルＬ₄ のインダクタンスで割ったものであり、（３）式にて表されるピーク値を持つ三 角波状の電流ｉ_2Pが断続的に流れていると考えられる。 （ｉ_2P）_PEAK＝（ｖ₂ ・Ｐ_ON）／Ｌ_L4 （３） ただし、Ｌ_L4はチョークコイルＬ₄ のインダクタンスを表す。 （３）式は右辺に整流器１の出力電圧ｖ₂ が存在するため、三角波のピーク値 の包絡線は、電源ラインからの入力電圧が整流された正弦波状の電圧ｖ₂ と比例 する。

【００２１】 一般的には、高周波スイッチングノイズを電源ラインに生じさせないために、 三角波状の電流ｉ_2Pを均して平均値化するための小容量のコンデンサ（図１では 省略してある。）を整流器１の出力端（＋）、（−）間に接続する。この小容量 コンデンサは突入電流が発生せず、入力電流に影響を及ぼさない程度のものであ り、この小容量コンデンサの存在によって電流ｉ₂ は連続した電流ｉ_2mとなり、 その電流値は三角波状電流ｉ_2pの平均値となる。 三角波状電流ｉ_2pの平均値である電流ｉ_2mは、当然のことながら前記した三角 波ピーク値の包絡線と同様に電圧ｖ₂ に比例する性質を保つ。

【００２２】 以上までに述べた一連の動作より、整流器１から出力される電圧ｖ₂ と電流ｉ ₂ のそれぞれの波形は図２に示すようになり、電圧ｖ₂ と電流ｉ₂ は比例関係に ある。この電圧ｖ₂ と電流ｉ₂ の波形を１つおきに負側へ反転させれば、整流器 １に入力される電源ラインからの入力電流となり、回路の力率が高く、電源ライ ンに対して高周波歪みが少ないことがわかる。

【００２３】 図１のチョークコイルＬ₄ のインダクタンスの値を大きくすると、三角波状の 電流ｉ_2Pの山谷間は小さくなり、前のパルスと後ろのパルスが重なる現象が発生 する。このようになると図２に示す電圧ｖ₂ と電流ｉ₂ の比例関係が悪くなり、 電源ラインに対して多少の高周波歪みを発生させる恐れを生じるが、実用上は特 に問題とはならない。

【００２４】 本考案のＡＣ−ＤＣコンバータは、図５に示した昇圧チョッパーからなるアク ティブフィルタを内蔵する従来のＡＣ−ＤＣコンバータに比べて、制御回路や乗 算回路、制御回路からの信号でスイッチングトランジスタを駆動するパルス幅変 調回路等が不要となるため、その回路構成が非常に簡素であり、高力率の電源回 路の小型化に寄与する。 また、本考案のＡＣ−ＤＣコンバータは、第１スイッチングトランジスタＱ₁ と第２スイッチングトランジスタＱ₂ は同一の駆動信号にて動作するため、コン バータ本体とアクティブフィルタが独立した二つの制御回路と信号周波数を持つ 図５の従来のＡＣ−ＤＣコンバータに比べ、ＥＭＩ等によるノイズ発生を大幅に 削減することができる。

【００２５】 さらに、回路構成が簡素である図３の従来のコンデンサインプット型のＡＣ− ＤＣコンバータに比べ、回路の力率が高く、電源ラインに与える高周波歪みが少 ない。その上、コンデンサＣ₃ の充電電圧が、商用電源ラインから供給される電 圧を整流器１によって整流されただけの電圧ｖ₂ よりも高いため、コンデンサＣ ₃ のエネルギー蓄積量が多くなり、電源ラインの瞬停時等には出力保持時間が長 くできる。コンデンサＣ₃ に印加される電圧がアクティブフィルタほど高くはな いため、チョークコイルＬ₄ も小形化できる。

【００２６】

【考案の効果】

以上に述べたように、本考案は一石式のＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、前述 のような回路構成を有し、第１スイッチングトランジスタと第２スイッチングト ランジスタが同時に駆動されることを特徴としている。 これにより、回路の構成要素が少ない簡素な回路にて、力率が高く、商用電源 ラインに与える高周波電流が少なく、瞬停時の出力保持時間が長い、小形で安価 なＡＣ−ＤＣコンバータが提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案のＡＣ−ＤＣコンバータの一実施例を示
す回路図である。

【図２】図１のＡＣ−ＤＣコンバータの回路の電流と電
圧の波形図である。

【図３】従来のＡＣ−ＤＣコンバータの回路図である。

【図４】図３のＡＣ−ＤＣコンバータの回路の電流と電
圧の波形図である。

【図５】従来の別のＡＣ−ＤＣコンバータの回路図であ
る。

【図６】図５のＡＣ−ＤＣコンバータの回路の電流と電
圧の波形図である。

【符号の説明】

１ 整流器 ２ コンバータトランス ３Ａ，３Ｂ 入力端子 ４Ａ，４Ｂ 出力端子 ５ パルス幅変調回路の出力端に接続される端
子

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁵ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 7/21 Ｚ 9180−5Ｈ

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用電源に接続される整流器の整流出力
   を、コンバータトランスの１次巻線に接続された第１ス
   イッチングトランジスタでオン・オフし、第１スイッチ
   ングトランジスタのオン時間をパルス幅変調制御するこ
   とにより、コンバータトランスの２次巻線に接続する整
   流平滑回路を経て安定な直流出力を得る一石式のＡＣ−
   ＤＣコンバータの基本構成において、整流器の（＋）側
   出力端とコンバータトランスの１次巻線間にチョークコ
   イルとダイオードの直列回路をチョークコイルを整流器
   側、ダイオードをコンバータトランス側として接続し、
   該ダイオードはチョークコイルからコンバータトランス
   の方向を順方向としており、ダイオードのカソードと整
   流器の（−）側出力端間にコンデンサが接続され、ダイ
   オードのアノードと整流器の（−）側出力端間に第２ス
   イッチングトランジスタが接続され、第１スイッチング
   トランジスタと第２スイッチングトランジスタのベース
   は、それぞれ抵抗を介して同一のパルス幅変調回路の出
   力端に接続され、第１スイッチングトランジスタと第２
   スイッチングトランジスタは同時に駆動されることを特
   徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。