JPS62185560A - Dc/dcコンバ−タ装置 - Google Patents
Dc/dcコンバ−タ装置Info
- Publication number
- JPS62185560A JPS62185560A JP2741186A JP2741186A JPS62185560A JP S62185560 A JPS62185560 A JP S62185560A JP 2741186 A JP2741186 A JP 2741186A JP 2741186 A JP2741186 A JP 2741186A JP S62185560 A JPS62185560 A JP S62185560A
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- JP
- Japan
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- output
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- coil
- switching
- switching element
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- Pending
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 13
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 2
- 238000003079 width control Methods 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[発明の技術分野]
この発明はDC電源出力をスイッチング出力してフィル
タに通すことによりDC出力を得るDC/DCC/式−
タ装置に関する。
タに通すことによりDC出力を得るDC/DCC/式−
タ装置に関する。
[発明の技術的背景とその問題点コ
従来よりD C/D Cコンバータ装置の基本回路とし
ては、バック型、ブースト型、バックφブースト型等種
々の回路があるか、ここではバック型のDC/DCC/
式−タ装置を代表させて説明する。第3図にその基本回
路構成を示す。
ては、バック型、ブースト型、バックφブースト型等種
々の回路があるか、ここではバック型のDC/DCC/
式−タ装置を代表させて説明する。第3図にその基本回
路構成を示す。
第3図において、図中E1はDC電源で、このDC電源
E1のDC出力はコイルL1及びコンデンサC1よりな
り、後段の電力スイッチングによる発生雑音を抑制する
入力フィルタを介して電力スイッチングトランジスタQ
1に供給される。このトランジスタQ1は駆動制御装置
Ulからの制御パルスに応じて入力DC電流をスイ・ソ
チングするもので、Q1オン時の電流及びQ1オフ時の
フライホイールダイオードCRIからの帰還電流はコイ
ルL2及びコンデンサC2よりなる出力フィルタによっ
てリップルが抑圧されて負荷Rl、へ導出される。
E1のDC出力はコイルL1及びコンデンサC1よりな
り、後段の電力スイッチングによる発生雑音を抑制する
入力フィルタを介して電力スイッチングトランジスタQ
1に供給される。このトランジスタQ1は駆動制御装置
Ulからの制御パルスに応じて入力DC電流をスイ・ソ
チングするもので、Q1オン時の電流及びQ1オフ時の
フライホイールダイオードCRIからの帰還電流はコイ
ルL2及びコンデンサC2よりなる出力フィルタによっ
てリップルが抑圧されて負荷Rl、へ導出される。
ところで、上記回路では出力電流からり・ソプルを完全
に除去することはできない。すなわち、第4図において
Tl、T3.・・・期間に駆動制御装置U1からの制御
パルスによりトランジスタQ1かオン状態となり、T2
.T4.・・・期間には制御ノくルスによりトランジス
タQ1がオフ状態となったとする。トランジスタQ1の
コレクタ・エミ・ツタ間電圧VCEは同図(a)に示す
ようになる。ここで、トランジスタQ1のオン期間には
チョークコイルL2によりトランジスタQ1の出力電流
I01は、同図(b)に示すように、 (Δt−Tl、T3.・・・) の勾配で増加する。また、トランジスタQ1のオフ期間
にはコイルL2にQlのオン期間に蓄積されたエネルギ
ーが放出されるため、フライホイールダイオードCRI
によって出力フィルタのコンデンサC2から帰還される
帰還電流103は、同図(C)に示すように、オン期間
とは逆に、(Δt=T2.T4.・・・) の勾配で減少する。したがって、トランジスタQ1の出
力電流101と帰還電流103を重畳したコイルL2の
出力電流Iは、同図(d)に示すように、変化幅Δ■の
連続した脈動電流となり、この電流■がコンデンサC2
及び負荷RLに導出されるため、リップル電圧が発生す
る。
に除去することはできない。すなわち、第4図において
Tl、T3.・・・期間に駆動制御装置U1からの制御
パルスによりトランジスタQ1かオン状態となり、T2
.T4.・・・期間には制御ノくルスによりトランジス
タQ1がオフ状態となったとする。トランジスタQ1の
コレクタ・エミ・ツタ間電圧VCEは同図(a)に示す
ようになる。ここで、トランジスタQ1のオン期間には
チョークコイルL2によりトランジスタQ1の出力電流
I01は、同図(b)に示すように、 (Δt−Tl、T3.・・・) の勾配で増加する。また、トランジスタQ1のオフ期間
にはコイルL2にQlのオン期間に蓄積されたエネルギ
ーが放出されるため、フライホイールダイオードCRI
によって出力フィルタのコンデンサC2から帰還される
帰還電流103は、同図(C)に示すように、オン期間
とは逆に、(Δt=T2.T4.・・・) の勾配で減少する。したがって、トランジスタQ1の出
力電流101と帰還電流103を重畳したコイルL2の
出力電流Iは、同図(d)に示すように、変化幅Δ■の
連続した脈動電流となり、この電流■がコンデンサC2
及び負荷RLに導出されるため、リップル電圧が発生す
る。
このようなことはスイッチング制御型の全てのDC/D
Cコンバータ装置に言えることであり、DC電圧をスイ
ッチング出力して再びDC電圧に変換するため、出力電
圧に出力フィルタでは除去できないリップル成分が重畳
されてしまう。
Cコンバータ装置に言えることであり、DC電圧をスイ
ッチング出力して再びDC電圧に変換するため、出力電
圧に出力フィルタでは除去できないリップル成分が重畳
されてしまう。
[発明の目的コ
この発明は上記のような問題を改善するためになされた
もので、ゼロ出力リップル化を実現して極めて精度良く
出力電圧を安定させることのできるD C/D Cコン
バータ装置を提供することを目的とする。
もので、ゼロ出力リップル化を実現して極めて精度良く
出力電圧を安定させることのできるD C/D Cコン
バータ装置を提供することを目的とする。
[発明の概要]
すなわち、この発明に係るDC/DCコンバータ装置は
、直流電源と、この直流電源出力を第1の制御信号に応
じてスイッチング出力する第1のスイッチング素子と、
第1のコイルと第1のコンデンサからなり前記第1のス
イッチング素子の出力を入力してリップル成分を抑圧す
る出力フィルタと、出力電流を前記第1のスイッチング
素子の非導通時に前記第1のコイルに帰還する第1の帰
還路と、前記直流電源出力を入力して第2の制御信号に
応じてスイッチング出力する第2のスイッチング素子と
、この第2のスイッチング素子の出力が印加され、前記
第1のコンデンサと共に第2のスイッチング素子出力の
リップル分を抑圧する第2のコイルと、前記第2のスイ
ッチング素子の非導通時に出力電流を前記第2のコイル
に帰還する第2の帰還路と、前記第1及び第2の制御信
号を互いに逆位相にして生成しそれぞれ前記第1及び第
2のスイッチング素子に供給する制御信号生成回路とを
具備したことを特徴とするものである。
、直流電源と、この直流電源出力を第1の制御信号に応
じてスイッチング出力する第1のスイッチング素子と、
第1のコイルと第1のコンデンサからなり前記第1のス
イッチング素子の出力を入力してリップル成分を抑圧す
る出力フィルタと、出力電流を前記第1のスイッチング
素子の非導通時に前記第1のコイルに帰還する第1の帰
還路と、前記直流電源出力を入力して第2の制御信号に
応じてスイッチング出力する第2のスイッチング素子と
、この第2のスイッチング素子の出力が印加され、前記
第1のコンデンサと共に第2のスイッチング素子出力の
リップル分を抑圧する第2のコイルと、前記第2のスイ
ッチング素子の非導通時に出力電流を前記第2のコイル
に帰還する第2の帰還路と、前記第1及び第2の制御信
号を互いに逆位相にして生成しそれぞれ前記第1及び第
2のスイッチング素子に供給する制御信号生成回路とを
具備したことを特徴とするものである。
[発明の実施例]
以下、第1及び第2図を参照してこの発明の一実施例に
ついて詳細に説明する。尚、第1図において第3図と同
一部分については同一符号を付して示し、ここでは異な
る部分についてのみ述べる。
ついて詳細に説明する。尚、第1図において第3図と同
一部分については同一符号を付して示し、ここでは異な
る部分についてのみ述べる。
第1図はこの発明を適用したバック型のDC/DCコン
バータの構成を示すものである。すなわち、このDC/
DCコンバータ装置は前記コイルL2の出力端とコンデ
ンサC2の入力端間に電流加算用ダイオードCR3を介
在させ、さらに前記スイッチングトランジスタQ1、フ
ライホイールダイオードCR1、コイルL2及び上記ダ
イオードCR3よりなるスイッチング回路(第1の回路
とする)と同一回路(第2の回路とする)をコンデンサ
C1の出力端及びコンデンサC2の入力端間に並列に接
続したものである。つまり、図中Q2は電力スイッチン
グトランジスタ、CR2はフライホイールダイオード、
L3はコンデンサC2と共に出力フィルタを構成するコ
イル、CR4はL3の電流加算用ダイオードである。上
記各スイッチングトランジスタQl、C2に対し、駆動
制御装置U2は互いに逆位相の制御パルスPL、P2を
供給するようになっており、またU2はパルス幅制御に
より出力電圧を検出して出力電圧の安定化ができるよう
になっている。
バータの構成を示すものである。すなわち、このDC/
DCコンバータ装置は前記コイルL2の出力端とコンデ
ンサC2の入力端間に電流加算用ダイオードCR3を介
在させ、さらに前記スイッチングトランジスタQ1、フ
ライホイールダイオードCR1、コイルL2及び上記ダ
イオードCR3よりなるスイッチング回路(第1の回路
とする)と同一回路(第2の回路とする)をコンデンサ
C1の出力端及びコンデンサC2の入力端間に並列に接
続したものである。つまり、図中Q2は電力スイッチン
グトランジスタ、CR2はフライホイールダイオード、
L3はコンデンサC2と共に出力フィルタを構成するコ
イル、CR4はL3の電流加算用ダイオードである。上
記各スイッチングトランジスタQl、C2に対し、駆動
制御装置U2は互いに逆位相の制御パルスPL、P2を
供給するようになっており、またU2はパルス幅制御に
より出力電圧を検出して出力電圧の安定化ができるよう
になっている。
上記のような構成において、以下第2図を参照してその
動作について説明する。
動作について説明する。
まず、第2図において期間Tl、TIT5゜・・・で駆
動制御装置U2から出力される制御パルスPIがQlを
オン駆動、R2がC2をオフ駆動するレベルとなってそ
れぞれトランジスタQl。
動制御装置U2から出力される制御パルスPIがQlを
オン駆動、R2がC2をオフ駆動するレベルとなってそ
れぞれトランジスタQl。
C2に供給され、期間T2.T4.TO,・・・て駆動
制御装置U2から出力される制御パルスP1がQlをオ
フ駆動、R2がQlをオン駆動するレベルとなってそれ
ぞれトランジスタQl、Q2に供給されたとすると、ト
ランジスタQ1は期間Tl。
制御装置U2から出力される制御パルスP1がQlをオ
フ駆動、R2がQlをオン駆動するレベルとなってそれ
ぞれトランジスタQl、Q2に供給されたとすると、ト
ランジスタQ1は期間Tl。
T3.T5.・・・でオン状態、期間T2.T4゜T6
.・・・でオフ状態となり、逆にトランジスタQ2は期
間T2.T4.TB、・・・でオン状態、期間 Tl、
T3.T5.・・・でオフ状態となる。すなわちトラン
ジスタQ1..Q2の各コレクタ・エミッタ間電圧VC
E1. 、 VCE2はそれぞれ第2図(a)、(b)
中実線で示すような電圧波形となる。
.・・・でオフ状態となり、逆にトランジスタQ2は期
間T2.T4.TB、・・・でオン状態、期間 Tl、
T3.T5.・・・でオフ状態となる。すなわちトラン
ジスタQ1..Q2の各コレクタ・エミッタ間電圧VC
E1. 、 VCE2はそれぞれ第2図(a)、(b)
中実線で示すような電圧波形となる。
直流電圧E1はLL、C1による入力フィルタを介して
第1及び第2の回路から交互に導出される。各トランジ
スタQl、Q2のスイッチングによるオン期間中のL2
.L3の電流101.IO2はそれぞれ同図(c)、(
d)中実線で示すように、(Δt=TI 、T3 、T
5 、 ・・・)(Δt=T2.T4.TB、・・・) の勾配で増加する。一方、各トランジスタQl。
第1及び第2の回路から交互に導出される。各トランジ
スタQl、Q2のスイッチングによるオン期間中のL2
.L3の電流101.IO2はそれぞれ同図(c)、(
d)中実線で示すように、(Δt=TI 、T3 、T
5 、 ・・・)(Δt=T2.T4.TB、・・・) の勾配で増加する。一方、各トランジスタQl。
C2のスイッチングによるオフ期間中にコイルL2.L
3に流れるフライホイールダイオードCRI、CR2に
よる帰還電流108.IOAは、それぞれ同図(e)、
(f)中実線で示すように、(Δt=TI 、T3 、
T5 、・・・)(Δt=T2.T4.T6.・・・) の勾配で減少する。したがって、Qlのオン・オフ1周
期にL 2に流れる電流■1はIOlとIO3,102
と104をそれぞれ加算したものとなり、それぞれ同図
(g)、(h)中実線で示すような脈動電流となる。と
ころが、第1及び第2の回路がそれぞれ同一回路構成で
あり、互いに逆位相の制御パルスPi、P2でスイッチ
ング制御されることから、L2.L3を流れる脈動電流
も互いに逆位相の関係にある。このため、両型流11.
12をCR1,CR2により加算した出力電流■3は、
If、12のリップル成分が互いに打消し合うので、同
図(i)中実線で示すようにゼロリップルの電流となる
。つまり、出力電圧もゼロリップルとなる。この場合、
第1及び第2の回路から交互に出力電流が導出されるの
で、出力電流が従来の2倍となり、これによって定格出
力電力は従来の2倍となる。
3に流れるフライホイールダイオードCRI、CR2に
よる帰還電流108.IOAは、それぞれ同図(e)、
(f)中実線で示すように、(Δt=TI 、T3 、
T5 、・・・)(Δt=T2.T4.T6.・・・) の勾配で減少する。したがって、Qlのオン・オフ1周
期にL 2に流れる電流■1はIOlとIO3,102
と104をそれぞれ加算したものとなり、それぞれ同図
(g)、(h)中実線で示すような脈動電流となる。と
ころが、第1及び第2の回路がそれぞれ同一回路構成で
あり、互いに逆位相の制御パルスPi、P2でスイッチ
ング制御されることから、L2.L3を流れる脈動電流
も互いに逆位相の関係にある。このため、両型流11.
12をCR1,CR2により加算した出力電流■3は、
If、12のリップル成分が互いに打消し合うので、同
図(i)中実線で示すようにゼロリップルの電流となる
。つまり、出力電圧もゼロリップルとなる。この場合、
第1及び第2の回路から交互に出力電流が導出されるの
で、出力電流が従来の2倍となり、これによって定格出
力電力は従来の2倍となる。
尚、入力変動または出力変動に対しては、その変化分に
対応して制御パルスPL、P2の各パルス幅を制御すれ
ば、出力電圧を容易に安定化することができる。その−
例を第2図中点線で示す。
対応して制御パルスPL、P2の各パルス幅を制御すれ
ば、出力電圧を容易に安定化することができる。その−
例を第2図中点線で示す。
したがって、上記のように構成したDC/DCコンバー
タ装置は、出力フィルタのインダクタンス中に流れる脈
動電流に着目し、第1及び第2の回路によって互いに逆
位相の脈動電流を得て両者の差分をとるように合成する
ことにより、ゼロリップルの出力を得ることができる。
タ装置は、出力フィルタのインダクタンス中に流れる脈
動電流に着目し、第1及び第2の回路によって互いに逆
位相の脈動電流を得て両者の差分をとるように合成する
ことにより、ゼロリップルの出力を得ることができる。
この場合、出力フィルタの容量を小さくすることができ
るので、小型化を容易に実行することができ、また出力
型流が2倍となるため、定格出力電力を2倍まで拡張さ
せることができる。
るので、小型化を容易に実行することができ、また出力
型流が2倍となるため、定格出力電力を2倍まで拡張さ
せることができる。
尚、上記実施例では制御パルスPL、P2のパルス幅が
等しくない場合で説明したが、互いのパルス幅を等しく
することによりリップル分をより軽減することができる
。また、上記実施例ではバック型DC/DCコンバータ
装置の場合について説明したが、以上のことはスイッチ
ング制御による他の方式のDC/DCC/式−タ装置に
ついても適用することができる。
等しくない場合で説明したが、互いのパルス幅を等しく
することによりリップル分をより軽減することができる
。また、上記実施例ではバック型DC/DCコンバータ
装置の場合について説明したが、以上のことはスイッチ
ング制御による他の方式のDC/DCC/式−タ装置に
ついても適用することができる。
[発明の効果]
以上詳述したようにこの発明によれば、1つの出力チョ
ークコイルに流れる電流を逆位相で加算することにより
ゼロ出力リップル化を実現したDC/DCC/式−タ装
置を提供することができる。
ークコイルに流れる電流を逆位相で加算することにより
ゼロ出力リップル化を実現したDC/DCC/式−タ装
置を提供することができる。
第1図はこの発明に係るDC/DCC/式−タ装置の一
実施例を示すブロック回路構成図、第2図は同実施例の
動作を説明するだめのタイミングチャート、第3図は従
来のバック型DC/DCコンバータ装置の回路構成を示
すブロック回路図、第4図は従来の装置の動作を説明す
るためのタイミングチャートである。 El・・・DC電源、L1〜L3・・・コイル、CI。 C2・・・コンデンサ、Ql、Q2・・・電力スイッチ
ングトランジスタ、CRI、CR2・・・フライホイー
ルダイオード、CR3,CR4・・・電流加算用ダイオ
ード、RL・・・負荷。
実施例を示すブロック回路構成図、第2図は同実施例の
動作を説明するだめのタイミングチャート、第3図は従
来のバック型DC/DCコンバータ装置の回路構成を示
すブロック回路図、第4図は従来の装置の動作を説明す
るためのタイミングチャートである。 El・・・DC電源、L1〜L3・・・コイル、CI。 C2・・・コンデンサ、Ql、Q2・・・電力スイッチ
ングトランジスタ、CRI、CR2・・・フライホイー
ルダイオード、CR3,CR4・・・電流加算用ダイオ
ード、RL・・・負荷。
Claims (1)
- 直流電源と、前記直流電源出力を第1の制御信号に応じ
てスイッチング出力する第1のスイッチング素子と、第
1のコイルと第1のコンデンサからなり前記第1のスイ
ッチング素子の出力を入力してリップル成分を抑圧する
出力フィルタと、出力電流を前記第1のスイッチング素
子の非導通時に前記第1のコイルに帰還する第1の帰還
路と、前記直流電源出力を入力して第2の制御信号に応
じてスイッチング出力する第2のスイッチング素子と、
この第2のスイッチング素子の出力が印加され、前記第
1のコンデンサと共に第2のスイッチング素子出力のリ
ップル分を抑圧する第2のコイルと、前記第2のスイッ
チング素子の非導通時に出力電流を前記第2のコイルに
帰還する第2の帰還路と、前記第1及び第2の制御信号
を互いに逆位相にして生成しそれぞれ前記第1及び第2
のスイッチング素子に供給する制御信号生成回路とを具
備したことを特徴とするDC/DCコンバータ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2741186A JPS62185560A (ja) | 1986-02-10 | 1986-02-10 | Dc/dcコンバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2741186A JPS62185560A (ja) | 1986-02-10 | 1986-02-10 | Dc/dcコンバ−タ装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62185560A true JPS62185560A (ja) | 1987-08-13 |
Family
ID=12220341
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2741186A Pending JPS62185560A (ja) | 1986-02-10 | 1986-02-10 | Dc/dcコンバ−タ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS62185560A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63157673A (ja) * | 1986-12-22 | 1988-06-30 | Hitachi Ltd | Dc−dcコンバ−タの漏洩電流抑制方法 |
KR100664088B1 (ko) * | 2005-12-06 | 2007-01-03 | 엘지전자 주식회사 | 연료전지 시스템의 직류/직류변환장치 |
-
1986
- 1986-02-10 JP JP2741186A patent/JPS62185560A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63157673A (ja) * | 1986-12-22 | 1988-06-30 | Hitachi Ltd | Dc−dcコンバ−タの漏洩電流抑制方法 |
KR100664088B1 (ko) * | 2005-12-06 | 2007-01-03 | 엘지전자 주식회사 | 연료전지 시스템의 직류/직류변환장치 |
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