JPH10127049A - インターリーブ方式スイッチングコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 並列接続した各スイッチングコンバータのス
イッチング手段を交互にオンオフするインターリーブ方
式スイッチングコンバータに関するものであり、簡易な
制御方式としたインターリーブ方式スイッチングコンバ
ータを提供するものである。 【解決手段】 第１のスイッチング手段１２を駆動する
第１の制御駆動回路１４と、その出力の立ち上がりに同
期して第１及び第２のコンデンサ４１と４２を交互に充
放電する充放電回路４０と、各コンデンサの電圧を比較
し両電圧差の反転に同期して第２のスイッチング手段２
２を駆動する第２の制御駆動回路２４とから構成するこ
とにより、第２の制御駆動回路２４は第１の制御駆動回
路１４の出力の立ち上がりに依存して駆動することにな
り、制御方式の簡素化が図れるものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は各種電子機器に使用
されるスイッチングコンバータを並列接続し、各スイッ
チングコンバータのスイッチング手段を順次オンオフす
るインターリーブ方式スイッチングコンバータに関す
る。

【０００２】

【従来の技術】インターリーブ方式スイッチングコンバ
ータは、例えば特開昭６１−２８８７８０号公報や特開
平１−２３１６６１号公報、特開平１−２７０７６９号
公報等に開示されているように、２台のスイッチングコ
ンバータであれば１８０度、Ｎ台であれば３６０／Ｎ度
の位相差をもって各スイッチングコンバータのスイッチ
ング手段をオンオフさせることにより、入出力電流のリ
ップルを軽減させるものである。

【０００３】このような従来のインターリーブ方式スイ
ッチングコンバータとして、２台の昇圧型スイッチング
コンバータ（以後、昇圧コンバータと略称する）で構成
したインターリーブ方式スイッチングコンバータの回路
構成を図１２に示し、その各部動作波形を図１３に示
す。

【０００４】図１２において、１は入力直流電源、２は
出力コンデンサ、３は負荷である。１０は第１の昇圧コ
ンバータであり、第１のチョーク１１、第１のスイッチ
ング手段１２、第１のダイオード１３、第１の電流検出
回路１５、第１のＰＷＭ回路１６から構成される。２０
は第２の昇圧コンバータであり、第２のチョーク２１、
第２のスイッチング手段２２、第２のダイオード２３、
第２の電流検出回路２５、第２のＰＷＭ回路２６から構
成される。３０は電圧検出回路、５０はクロック回路、
５１は分周回路である。

【０００５】以下、前記回路の動作について説明する
と、入力直流電源１の電圧は第１のスイッチング手段１
２がオンの時に第１のチョーク１１に印加され、第２の
スイッチング手段２２がオンの時に第２のチョーク２１
に印加され、各チョーク１１，２１に励磁電流が流れ
る。第１のスイッチング手段１２がオフすると入力直流
電源１から第１のチョーク１１、第１のダイオード１３
を通して電流が流れ、第１のチョーク１１を消磁する。
第２のスイッチング手段２２がオフすると入力直流電源
１から第２のチョーク２１、第２のダイオード２３を通
して電流が流れ、第２のチョーク２１を消磁する。

【０００６】電圧検出回路３０は出力コンデンサ２から
負荷３へ供給される出力直流電圧を検出し、基準電圧と
比較増幅した電圧誤差信号Ｖｅを第１及び第２のＰＷＭ
回路１６，２６へ出力する。

【０００７】クロック回路５０からのクロック信号Ｖｃ
ｋを受電する分周回路５１は、図１３（ａ）〜（ｃ）に
示すようにこれを分周して第１及び第２のクロック信号
Ｖｃｋ１，Ｖｃｋ２をそれぞれ第１及び第２のＰＷＭ回
路１６，２６へ出力する。第１及び第２の電流検出回路
１５，２５はそれぞれ第１及び第２のスイッチング手段
１２，２２の電流を検出して、図１３（ｆ），（ｇ）に
示すように第１及び第２の電流信号Ｖｉ１，Ｖｉ２をそ
れぞれ第１及び第２のＰＷＭ回路１６，２６へ出力す
る。第１及び第２のＰＷＭ回路１６，２６はクロック信
号Ｖｃｋ１，Ｖｃｋ２を受電すると、それぞれ第１及び
第２のスイッチング手段１２，２２をオンするととも
に、電圧信号Ｖｅと第１及び第２の電流信号Ｖｉ１，Ｖ
ｉ２を比較して、電流信号が電圧信号Ｖｅに達するとス
イッチング手段をオフする駆動信号Ｖｄｒ１，Ｖｄｒ２
を図１３（ｄ），（ｅ）に示すように発生する。

【０００８】電圧誤差信号Ｖｅは出力直流電圧が上昇す
ると低下し、低下すると上昇するので、出力直流電圧が
安定化するように各スイッチング手段１２，２２のデュ
ーティ比が制御される。以上のような動作により、第１
の昇圧コンバータ１０の入力電流Ｉｉ１、第２の昇圧コ
ンバータ２０の入力電流Ｉｉ２、入力電流Ｉｉ＝Ｉｉ１
＋Ｉｉ２は図１３（ｈ）〜（ｊ）のようになり、第１の
昇圧コンバータ１０の出力コンデンサへの充電電流Ｉｄ
１、第２の昇圧コンバータ２０の出力コンデンサへの充
電電流Ｉｄ２、Ｉｃ＝Ｉｄ１＋Ｉｄ２は図１３（ｋ）〜
（ｍ）のようになり、その脈流成分は１台のスイッチン
グコンバータでまかなう場合の半分で済むものである。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】このようなインターリ
ーブ方式スイッチングコンバータは、クロック回路５
０、分周回路５１を必要とするとともに、出力直流電圧
も安定化させる必要があるため、制御系が複雑になると
いう課題を有するとともに、スイッチング周波数も当然
固定する必要があるものであった。

【００１０】本発明は、簡易な制御方式によって任意の
位相差を有し、さらにスイッチング周波数の変動するよ
うなスイッチングコンバータにも適用できるインターリ
ーブ方式スイッチングコンバータの提供を目的とするも
のである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に、本発明のインターリーブ方式スイッチングコンバー
タは、少なくとも第１のスイッチング手段と所定のデュ
ーティ比を有する第１の駆動信号を出力して前記第１の
スイッチング手段を駆動する第１の制御駆動回路を有す
る第１のスイッチングコンバータと、前記第１のスイッ
チングコンバータと並列に接続された少なくとも第２の
スイッチング手段と所定のオン期間を有する第２の駆動
信号を出力して前記第２のスイッチング手段を駆動する
第２の制御駆動回路を有する第２のスイッチングコンバ
ータと、第１及び第２のコンデンサと、前記第１の駆動
信号の立ち上がりに同期して前記第１のコンデンサを繰
り返し充放電するとともに前記第１のコンデンサを充電
する時は前記第２のコンデンサを放電し、前記第１のコ
ンデンサを放電する時は前記第２のコンデンサを充電す
る充放電回路とから構成され、前記第２の制御駆動回路
は、前記第１及び第２のコンデンサの電圧を比較し、両
電圧差の反転に同期して第２の駆動信号を出力する機能
を有するものであり、上記第１の駆動信号に同期して充
放電を行う充放電回路とこの充放電回路に依存して駆動
する第２の制御駆動回路によって極めて簡易な制御方式
のインターリーブ方式スイッチングコンバータを実現し
たものである。

【００１２】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、少なくとも第１のスイッチング手段と所定のデュー
ティ比を有する第１の駆動信号を出力して前記第１のス
イッチング手段を駆動する第１の制御駆動回路を有する
第１のスイッチングコンバータと、前記第１のスイッチ
ングコンバータと並列に接続された少なくとも第２のス
イッチング手段と所定のオン期間を有する第２の駆動信
号を出力して前記第２のスイッチング手段を駆動する第
２の制御駆動回路を有する第２のスイッチングコンバー
タと、第１及び第２のコンデンサと、前記第１の駆動信
号の立ち上がりに同期して前記第１のコンデンサを繰り
返し充放電するとともに前記第１のコンデンサを充電す
る時は前記第２のコンデンサを放電し、前記第１のコン
デンサを放電する時は前記第２のコンデンサを充電する
充放電回路とから構成され、前記第２の制御駆動回路の
出力は、前記第１及び第２のコンデンサの電圧を比較
し、両電圧差の反転に同期して行われるものであり、上
記第１の駆動信号に同期して充放電を行う充放電回路と
この充放電回路に依存して駆動する第２の制御駆動回路
を設け、上記充放電回路の充放電電流を適宜選択するこ
とによって、極めて簡易な制御方式のインターリーブ方
式スイッチングコンバータとすることができるものであ
る。

【００１３】本発明の請求項２に記載の発明は、前記第
１及び第２のコンデンサが、放電時において両電圧差の
反転検出から充電開始までの期間内に、零電圧又は零電
圧近くまで放電されるものであり、入出力条件の変動に
伴うスイッチング周期の変動に対し、各コンデンサが必
ず零電位近辺から充電されるので、第１及び第２のコン
デンサの充放電バランスを速やかに取るという作用を有
するものである。

【００１４】以下、本発明の一実施の形態について、図
１から図１１により説明する。 （実施の形態１）図１は本発明のインターリーブ方式ス
イッチングコンバータとして、２台の昇圧コンバータで
構成した一実施の形態のインターリーブ方式スイッチン
グコンバータの回路構成図であり、その各部動作波形を
図２に示す。図１において、１は入力直流電源、２は出
力コンデンサ、３は負荷である。１０は第１の昇圧コン
バータであり、第１のチョーク１１、第１のスイッチン
グ手段１２、第１のダイオード１３、第１の制御駆動回
路１４、第１の電流検出回路１５から構成される。第１
の電流検出回路１５は第１のスイッチング手段１２の電
流を検出し、第１の電流信号Ｖｉ１を出力する。

【００１５】２０は第２の昇圧コンバータであり、第２
のチョーク２１、第２のスイッチング手段２２、第２の
ダイオード２３、第２の制御駆動回路２４、第２の電流
検出回路２５から構成される。第２の電流検出回路２５
は第２のスイッチング手段２２の電流を検出し、第２の
電流信号Ｖｉ２を出力する。

【００１６】３０は電圧検出回路であり、出力コンデン
サ２から負荷３へ供給される出力直流電圧を検出し、基
準電圧と比較増幅した電圧信号Ｖｅを出力する。第１の
制御駆動回路１４は、第１の電流信号Ｖｉ１と電圧信号
Ｖｅを受電し、所定の周期とデューティ比を有する第１
の駆動信号Ｖｄｒ１を出力する。第１のスイッチング手
段１２は第１の駆動信号Ｖｄｒ１を受電してオンオフす
る。

【００１７】４０は充放電回路、４１は第１のコンデン
サ、４２は第２のコンデンサである。充放電回路４０
は、第１の駆動信号Ｖｄｒ１を受電し、その立ち上がり
に同期して第１及び第２のコンデンサ４１，４２を所定
の電流で充放電する。第１のコンデンサ４１が放電され
ている時は第２のコンデンサ４２を充電し、第１のコン
デンサ４１を充電している時は第２のコンデンサ４２を
放電する。第２の制御駆動回路２４は第１のコンデンサ
４１の電圧Ｖｃ１と第２のコンデンサ４２の電圧Ｖｃ
２、第２の電流信号Ｖｉ２、電圧信号Ｖｅを受電し、Ｖ
ｃ１とＶｃ２が交差する時点で立ち上がり、所定のオン
期間を有する第２の駆動信号Ｖｄｒ２を出力する。第２
のスイッチング手段２２は第２の駆動信号Ｖｄｒ２を受
電してオンオフする。

【００１８】以上のように構成されたインターリーブ方
式スイッチングコンバータについて、図２も加えてより
詳細な動作について説明する。図２（ａ）は第１の制御
駆動回路１４から出力される第１の駆動信号Ｖｄｒ１で
ある。Ｖｄｒ１が立ち上がると第１のスイッチング手段
１２がオンし、第１のチョーク１１に励磁電流が流れ
る。この電流を第１の電流検出手段１５が検出して、図
２（ｄ）のような第１の電流信号Ｖｉ１を出力する。Ｖ
ｉ１は電圧信号Ｖｅと比較されて、Ｖｉ１がＶｅを越え
るとＶｄｒ１は立ち下がり、第１のスイッチング手段１
２はオフする。

【００１９】第１のチョーク１１に蓄えられたエネルギ
ーは出力へ放出され、図２（ｉ）のように消磁電流Ｉｄ
１が第１のダイオード１３を流れる。従って第１のスイ
ッチングコンバータ１０の入力電流Ｉｉ１は図２（ｆ）
のようになる。

【００２０】図２（ｂ）は第１及び第２のコンデンサ４
１，４２の電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２である。第１の駆動信号
Ｖｄｒ１を受電した充放電回路４０によって、Ｖｄｒ１
の立ち上がりに同期して各々充放電される。

【００２１】Ｖｃ１とＶｃ２を受電した第２の制御駆動
回路２４は、図２（ｃ）のように両者の交差時点で第２
の駆動信号Ｖｄｒ２を立ち上げる。Ｖｄｒ２を受電した
第２のスイッチング手段２２はオンし、第２のチョーク
２１に励磁電流が流れる。この電流を第２の電流検出手
段２５が検出して、図２（ｅ）のような第２の電流信号
Ｖｉ２を出力する。Ｖｉ２は電圧信号Ｖｅと比較され
て、Ｖｉ２がＶｅを越えるとＶｄｒ２は立ち下がり、第
２のスイッチング手段２２はオフする。

【００２２】第２のチョーク２１に蓄えられたエネルギ
ーは出力へ放出され、図２（ｊ）のように消磁電流Ｉｄ
２が第２のダイオード２３を流れる。従って第２の昇圧
コンバータ２０の入力電流Ｉｉ２は図２（ｇ）のように
なる。電圧信号Ｖｅは出力直流電圧が上昇すると低下
し、低下すると上昇するので出力直流電圧が安定化する
ように各スイッチング手段１２，２２のデューティ比が
制御される。第１及び第２のコンデンサ４１，４２の充
放電電流が等しい定電流であるとすると、第１の駆動信
号Ｖｄｒ１の立ち上がりから半スイッチング周期遅れた
時点でＶｃ１とＶｃ２は交差する。

【００２３】即ち、第１及び第２の昇圧コンバータ１
０，２０は、半スイッチング周期の位相差を有するイン
ターリーブ方式スイッチングコンバータを構成する。こ
のコンバータの入力電流ＩｉはＩｉ１＋Ｉｉ２であるか
ら図２（ｈ）のようになり、出力コンデンサ２への充電
電流ＩｃはＩｄ１＋Ｉｄ２であるから図２（ｋ）のよう
になる。

【００２４】図３は充放電回路４０と第２の制御駆動回
路２４のより具体的な回路構成例を示す。図３におい
て、４００は制御回路用バイアス電源であり、通常チョ
ークなどに別巻線を設けてコンバータ動作中に発生する
電圧を整流平滑して得る。４０１はＤ形フリップフロッ
プ、４０２〜４０５は抵抗、４０６〜４１１はダイオー
ド、４１２〜４１５はトランジスタ、４１６、４１７は
充放電電流を制御する抵抗であり、以上の部品で充放電
回路４０を構成する。２４１はコンパレータ、２４２は
インバータ、２４３はＥＸ−ＯＲ回路で、その出力を反
転している。２４４はコンパレータ、２４５はＲＳフリ
ップフロップで、以上の部品で第２の制御駆動回路２４
を構成している。

【００２５】その要部波形を図４に示し、図３の回路の
動作を図４を用いて以下に説明する。

【００２６】図４（ａ）は第１の駆動信号Ｖｄｒ１であ
る。これをＣＫ端子で受電したＤ形フリップフロップ４
０１は、図４（ｂ）及び図４（ｃ）のようにＶｄｒ１の
立ち上がりに同期して反転する信号Ｖ１及びＶ２を出力
する。

【００２７】図４（ｄ）はトランジスタ４１２〜４１５
のオンオフの状態を示す。Ｖ１：Ｈ、Ｖ２：Ｌの時、Ｐ
ＮＰトランジスタ４１２とＮＰＮトランジスタ４１５は
オフ、ＮＰＮトランジスタ４１３とＰＮＰトランジスタ
４１４がオンしているので、第１のコンデンサ４１は放
電、第２のコンデンサ４２は充電され、逆にＶ１：Ｌ、
Ｖ２：Ｈの時は第１のコンデンサ４１は充電、第２のコ
ンデンサ４２は放電される。

【００２８】図４（ｅ）はこの充放電の様子を示す。抵
抗４１６と４１７の抵抗値をＲ、ダイオード４０６〜４
１１の順方向電圧降下とトランジスタ４１２〜４１５の
ベース・エミッタ電圧が等しくＶｄであるとすると、充
放電電流はＶｄ／Ｒの定電流となる。コンパレータ２４
１は第１及び第２のコンデンサ４１，４２の電圧Ｖｃ
１，Ｖｃ２を入力され、図４（ｆ）のように両電圧の交
差時点で反転する信号Ｖ３を出力する。

【００２９】インバータ２４２とＥＸ−ＯＲ回路２４３
は信号Ｖ３を入力され、図４（ｇ）のようにＶ３の反転
に同期したワンショットパルスＶ４を出力する。ＲＳフ
リップフロップ２４５はワンショットパルスＶ４をセッ
ト端子に入力され、これに同期してその出力即ち第２の
駆動信号Ｖｄｒ２を立ち上げる。一方、リセット端子に
は、図４（ｈ），（ｉ）のように第２の電流信号Ｖｉ２
と電圧信号Ｖｅとを比較したコンパレータ２４４の出力
Ｖ５が入力され、図４（ｊ）のようにＶｄｒ２をＶ５に
同期して立ち下げる。

【００３０】なお、図２（ｂ）や図４（ｅ）のように第
１及び第２のコンデンサ４１，４２の電圧が浮いている
と、入出力条件の急変などでスイッチング周期が急変す
るような場合、図５のように充放電のバランスが偏って
しまうことがある。このような問題を解決するには、第
１及び第２のコンデンサ４１，４２の充放電において充
電電流より放電電流を若干多く設定すればよい。このよ
うにすれば過渡的にバランスを崩すことはあっても、い
ずれ放電終了時のコンデンサの電圧は零電圧近辺に落ち
着く。

【００３１】またＶｃ１とＶｃ２の交差時点が早くなる
ので、Ｖｄｒ２が立ち上がるまでの遅れ時間を補正する
ことができる。

【００３２】さらに、第１及び第２のコンデンサ４１，
４２の充放電において、充電電流より放電電流を多く設
定することを積極的に利用すれば、半スイッチング周期
内の任意の遅れ時間で第２の駆動信号を立ち上げること
が可能である。この様子を図６に示す。

【００３３】第１及び第２のコンデンサ４１，４２のキ
ャパシタンスをＣ、スイッチング周期をＴｓ、充電電流
をＩｃｈとすると、充電時の第１のコンデンサ電圧Ｖｃ
１は、Ｖｃ１＝Ｉｃｈ・ｔ／Ｃ、充電終了時の電圧Ｖｃ
ｈは、Ｖｃｈ＝Ｉｃｈ・Ｔｓ／Ｃで表される。一方、放
電電流をＡ・Ｉｃｈ（Ａ＞１）とすると、放電時の第２
のコンデンサの電圧Ｖｃ２は、Ｖｃ２＝Ｉｃｈ・Ｔｓ／
Ｃ−Ａ・Ｉｃｈ・ｔ／Ｃ＝（Ｔｓ−Ａ・ｔ）・Ｉｃｈ／
Ｃとなる。交差時点は、Ｖｃ１＝Ｖｃ２より、ｔ＝Ｔｓ
／（１＋Ａ）となる。即ち、遅れ時間Ｔｄをスイッチン
グ周期の１／（１＋Ａ）にできる。

【００３４】（実施の形態２）図７は本発明のインター
リーブ方式スイッチングコンバータの他の実施の形態の
回路構成図、図８及び図９は各部動作波形図を示す。図
７において、図１と異なるのは、第１のチョーク１１に
リセット検出巻線１１１が施されている点である。

【００３５】また、リセット検出巻線１１１の電圧を受
電する第１の制御駆動回路１４は、第１のダイオード１
３が消磁電流を流し終えてオフすることによる第１のチ
ョーク１１の電圧反転を検出し、第１の駆動信号Ｖｄｒ
１を立ち上げる機能を有する。

【００３６】即ち、第１の昇圧コンバータ１０は臨界モ
ード動作をする。臨界モードでは、ダイオードリカバリ
ーノイズが発生しないという長所があるが、入出力リッ
プル電流が大きいという短所と、入力電圧が高いほど、
また出力電流が小さいほどスイッチング周波数が高くな
るという特性がある。

【００３７】以下に、本発明ではスイッチング周波数が
変動しても、スイッチング周期の所定の割合の時間だけ
遅れて第２の昇圧コンバータが動作できることを図８と
図９を用いて説明する。

【００３８】図８において（ａ）は第１の駆動信号Ｖｄ
ｒ１である。Ｖｄｒ１が立ち上がると第１のスイッチン
グ手段１２がオンし、第１のチョーク１１にゼロから直
線的に増加する励磁電流が流れる。この電流を第１の電
流検出手段１５が検出し、第１の制御駆動回路１４によ
って電圧信号Ｖｅと比較され、所定値に達するとＶｄｒ
１は立ち下がり、第１のスイッチング手段１２はオフす
る。第１のチョーク１１に蓄えられたエネルギーは出力
へ放出され、図８（ｆ）のように消磁電流Ｉｄ１が第１
のダイオード１３を流れる。

【００３９】この消磁電流が流れ終わって第１のチョー
ク１１の電圧が反転すると、この電圧反転をリセット検
出巻線１１１を介して検出した第１の制御駆動回路１４
は再び第１の駆動信号Ｖｄｒ１を立ち上げ、上記動作を
繰り返す。

【００４０】従って、第１の昇圧コンバータ１０の入力
電流Ｉｉ１は図８（ｄ）のようになる。図８（ｂ）は第
１及び第２のコンデンサ４１，４２の電圧Ｖｃ１，Ｖｃ
２である。第１の駆動信号Ｖｄｒ１を受電した充放電回
路４０によって、Ｖｄｒ１の立ち上がりに同期して各々
充放電される。Ｖｃ１とＶｃ２を受電した第２の制御駆
動回路２４は、図８（ｃ）のように両者の交差時点で第
２の駆動信号Ｖｄｒ２を立ち上げる。Ｖｄｒ２を受電し
た第２のスイッチング手段２２はオンし、第２のチョー
ク２１にゼロから直線的に増加する励磁電流が流れる。
この電流を第２の電流検出手段２５が検出して、第２の
制御駆動回路２４によって電圧信号Ｖｅと比較される。

【００４１】第２のスイッチング手段２２に流れる電流
が所定値になるとＶｄｒ２は立ち下がり、第２のスイッ
チング手段２２はオフする。第２のチョーク２１に蓄え
られたエネルギーは出力へ放出され、図８（ｆ）のよう
に消磁電流Ｉｄ２が第２のダイオード２３を流れる。第
２のチョーク２１のインダクタンスを第１のチョーク１
１のインダクタンスと等しいかそれ以下に設定しておけ
ば、第２のチョーク２１に蓄えられるエネルギーは第１
のチョーク１１に蓄えられるエネルギーと等しいかそれ
以下となるので、再びＶｄｒ２が立ち上がる時には第２
のチョーク２１に蓄えられたエネルギーは出力へ放出さ
れ終わっている。従って第２の昇圧コンバータ２０の入
力電流Ｉｉ２は図８（ｄ）のようになる。

【００４２】第１及び第２のコンデンサ４１，４２の充
放電電流が充電電流より放電電流が若干多い定電流であ
るとすると、第１の駆動信号Ｖｄｒ１の立ち上がりから
約半スイッチング周期遅れた時点で、Ｖｃ１とＶｃ２は
交差する。即ち第１及び第２の昇圧コンバータ１０，２
０は、半スイッチング周期の位相差を有するインターリ
ーブ方式スイッチングコンバータを構成する。このコン
バータの入力電流ＩｉはＩｉｌ＋Ｉｉ２であるから図８
（ｅ）のようになり、出力コンデンサ２への充電電流Ｉ
ｃはＩｄ１＋Ｉｄ２であるから図８（ｇ）のようにな
る。

【００４３】次に図９は図８の動作から出力電流が小さ
くなった条件での各部動作波形を示す。スイッチング周
期が短くなるが、図９（ｂ）のように第１及び第２のコ
ンデンサ４１，４２の充放電電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の振幅
が小さくなり、それらの交差時点はやはりスイッチング
周期のほぼ半分に落ち着いている。

【００４４】即ち、本発明は、臨界モードのようにスイ
ッチング周期の変動するようなスイッチングコンバータ
に対しても、そのスイッチング周期の所定の割合の時間
だけ遅れて第２のスイッチングコンバータが動作でき
る。

【００４５】（実施の形態３）図１０は本発明のインタ
ーリーブ方式スイッチングコンバータの一実施の形態の
要部である充放電回路と第２の制御駆動回路の回路構成
であり、図１１はその各部動作波形図である。図１０は
図３の回路に、Ｄ形フリップフロップ４０１の出力Ｖ１
とコンパレータ２４１の出力Ｖ３を入力されるＡＮＤ回
路４１８とＮＯＲ回路４１９、抵抗４２０と４２１、第
１のコンデンサ４１を急速放電するトランジスタ４２２
とダイオード４２３、第２のコンデンサ４２を急速放電
するトランジスタ４２４とダイオード４２５が急速に放
電する手段として付加されたものである。

【００４６】なお、図１０中において図３と共通する構
成要素４００、４０２〜４１７、２４２〜２４５は省略
した。以下に図１１を用いて動作を説明する。

【００４７】図１１（ａ）は第１の駆動信号Ｖｄｒ１で
ある。これをＣＫ端子で受電したＤ形フリップフロップ
４０１は、図１１（ｂ）のようにＶｄｒ１の立ち上がり
に同期して反転する信号Ｖ１を出力する。第１及び第２
のコンデンサ４１，４２は信号Ｖ１に基づき、充放電さ
れることは図３の回路と同様である。図１１（ｄ）は図
１１（ｃ）に示す第１及び第２のコンデンサ４１，４２
の電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を受電するコンパレータ２４１の
出力Ｖ３であり、信号Ｖ３に基づき、図１１（ｇ）のよ
うに第２のドライブ信号Ｖｄｒ２が得られることも図３
の回路と同様である。

【００４８】図１１（ｅ）はＶ１とＶ３を入力されたＡ
ＮＤ回路４１８の出力信号Ｖ６、図１１（ｆ）はＶ１と
Ｖ３を入力されたＮＯＲ回路の出力信号Ｖ７である。信
号Ｖ６によって駆動されたトランジスタ４２２は、放電
状態にあったＶｃ１がＶｃ２を下回った後、充電を開始
されるまでの期間第１のコンデンサ４１を零電位近辺ま
で急速放電する。

【００４９】一方、信号Ｖ７によって駆動されたトラン
ジスタ４２４は、放電状態にあったＶｃ２がＶｃ１を下
回った後、充電を開始されるまでの期間第２のコンデン
サ４２を零電位近辺まで急速放電する。

【００５０】以上のように、定常状態では図３の回路と
の差異はないが、入出力条件の変動に伴うスイッチング
周期の変動に対し、各コンデンサが必ず零電位近辺から
充電されるので、第１及び第２のコンデンサ４１，４２
の充放電バランスが速やかに取れる。即ち第２の昇圧コ
ンバータ２０の遅れ時間を過渡状態においても安定させ
ることができる。

【００５１】なお、実施の形態１から２において、スイ
ッチングコンバータに昇圧コンバータを用いて説明して
きたが、その他のスイッチングコンバータにも本発明が
適用できることは言うまでもあるまい。

【００５２】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、簡易な制
御方式によるインターリーブ方式スイッチングコンバー
タが提供できるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態によるインターリーブ方
式スイッチングコンバータの回路構成図

【図２】同各部の動作波形図

【図３】同要部である充放電回路と第２の制御駆動回路
の具体的な回路構成図

【図４】同各部動作波形図

【図５】第１及び第２のコンデンサの充放電バランスが
崩れた状態を説明する動作波形図

【図６】同応用展開例の動作波形図

【図７】本発明の他の実施の形態のインターリーブ方式
スイッチングコンバータの回路構成図

【図８】同各部動作波形図

【図９】同各部動作波形図

【図１０】本発明の他の実施の形態のインターリーブ方
式スイッチングコンバータの要部である充放電回路と第
２の制御駆動回路の回路構成図

【図１１】同各部動作波形図

【図１２】従来のインターリーブ方式スイッチングコン
バータの回路構成図

【図１３】同各部動作波形図

【符号の説明】

１０ 第１のスイッチングコンバータ １２ 第１のスイッチング手段 １４ 第１の制御駆動回路 ２０ 第２のスイッチングコンバータ ２２ 第２のスイッチング手段 ２４ 第２の制御駆動回路 ４０ 充放電回路 ４１ 第１のコンデンサ ４２ 第２のコンデンサ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 少なくとも第１のスイッチング手段と所
   定のデューティ比を有する第１の駆動信号を出力して前
   記第１のスイッチング手段を駆動する第１の制御駆動回
   路を有する第１のスイッチングコンバータと、前記第１
   のスイッチングコンバータと並列に接続された少なくと
   も第２のスイッチング手段と所定のオン期間を有する第
   ２の駆動信号を出力して前記第２のスイッチング手段を
   駆動する第２の制御駆動回路を有する第２のスイッチン
   グコンバータと、第１及び第２のコンデンサと、前記第
   １の駆動信号の立ち上がりに同期して前記第１のコンデ
   ンサを繰り返し充放電するとともに前記第１のコンデン
   サを充電する時は前記第２のコンデンサを放電し、前記
   第１のコンデンサを放電する時は前記第２のコンデンサ
   を充電する充放電回路とから構成され、前記第２の制御
   駆動回路の第２の駆動信号の出力は、前記第１及び第２
   のコンデンサの電圧を比較し両電圧差の反転に同期して
   行われるインターリーブ方式スイッチングコンバータ。
2. 【請求項２】 第１、第２のコンデンサには、放電時に
   おいて両電圧差の反転検出から充電開始までの期間内に
   零電圧又は零電圧近くまで放電する手段を設けた請求項
   １記載のインターリーブ方式スイッチングコンバータ。