CN1060298C - 交错的开关变换器电路和开关变换器控制方法 - Google Patents

交错的开关变换器电路和开关变换器控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN1060298C
CN1060298C CN97119053A CN97119053A CN1060298C CN 1060298 C CN1060298 C CN 1060298C CN 97119053 A CN97119053 A CN 97119053A CN 97119053 A CN97119053 A CN 97119053A CN 1060298 C CN1060298 C CN 1060298C
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
switch
drive signal
capacitors
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN97119053A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1180955A (zh
Inventor
石井卓也
水谷喜夫
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP27442096A external-priority patent/JP3570113B2/ja
Priority claimed from JP29349996A external-priority patent/JP3480201B2/ja
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Publication of CN1180955A publication Critical patent/CN1180955A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1060298C publication Critical patent/CN1060298C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/285—Single converters with a plurality of output stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一种交错的开关变换器电路，包括：相互平行连接的第一和第二开关变换器；一用于接通/断开第一开关变换器的第一控制驱动器；一充电器/放电器，具有第一和第二电容器并响应于第一开关变换器的接通/断开而交替地对第一和第二电容器进行充电/放电；及一第二控制驱动器，用于与第一和第二电容器的电压之间的差反相同步地接通/断开第二开关变换器。

Description

交错的开关变换器电路和开关变换器控制方法
本发明涉及一种可应用于各种类型的电子单元的开关变换器电路。更具体地，本发明涉及一种其中多个相互平行连接的开关变换器被交替地接通／关断的交错的开关变换器电路，及一种用于控制这些开关变换器的方法。
例如在日本公开出版号为61—288780、1—231661及1—270769，美国专利号5，508，903等专利说明书中描述了各种类型的交错的开关变换器电路，在一现有技术的开关变换器电路中，假定该开关变换器电路包括N个开关挛负器(N为一等于或大于2的整数)，这些开关变换器以360／N度的相位差被交替地接通／判断的，例如，一交错的开关变换器电路包括两个开关变换器(即N=2)，该两个开关变换器被以180度的相位差接通／关断。在这样一构成中，输入／输出电流中生成的波纹振幅可被减小而波纹频率可被增加。而且，由于加至输入／输出滤波器上的负载可被减少，这些滤波器的尺寸可被减小。
在这样一常规的交错的开关变换器电路中，由于各自开关变换器以一适当的相位差被接通／关断，开关频率被固定。这样，不可能通过将这样的开关变换器组合作为具有依据输入／输出条件而变化的开关频率的振铃流圈变换器来形成一交错的开关变换器电路。
本发明的目的在于提供了一交错的开关变换器，其中该开关变换器可通过执行一简化的控制而以一任意相位差及一可变的开关频率被开关。
本发明的另一目的在于提供一种用于控制待以这样一交错方式被开关的开关变换器的方法，
本发明的交错的开关变换器电路包括：相互平行连接的第一和第二开关变换器；用于接通／关断第一开关变换器的第一控制驱动器；具有第一和第二电容顺并响应第一开关变换器的接通／关断而交替地对第一和第二电容器进行充电／放电的充电器／放电器；及用于与第一和第二电容器的电压之间差的逆转相同步地接通／关断第二开关变换器的第二控制驱动器。
根据本发明的另一方面的交错的开关变换器电路包括：相互平行连接的第一和第二开关变换器；生成第一驱动信号用于驱动第一开关变换器的开关的第一控制驱动器；具有第一和第二电容器，接收该第一驱动信号，并与该第一驱动信号相同步地交替地对和第一和第二电容器进行充电／放电的充电器／放电器；及生成第二驱动信号用于驱动第二开关变换器的开关的第二控制驱动器。该第二控制驱动器接收第一和第二电容器的电压并与第一和第二电容器的电压之间差的逆转相同步地生成第二驱动信号。
在一实施例中，该第一开关变换器是一以一临界模式工作的开关变换器，其中电流以一连续模式和一不连续模式之间的一边界模式流过一扼流线圈。
在另一实施例中，在第一和第二电容器之间的电压差的逆转被检测到之后及在各电容器被开始充电之前的一周期内，各第一和第二电容器被放电到一零电压或至零电压附近。
根据本发明的再一方面的交错的开关变换器电路包括：相互平行连接的N个开关变换器(N为一等于或大于2的自然数)；生成第K驱动信号用于驱动第K个开关变换器的开关的第K个控制驱动器(K也为一自然数且1≤K＜N)；具有第一和第二电容器，接收第K个驱动信号且与该第K个驱动信号相同步地交替地对第一和第二电容器进行充电／放电的充电器／放电器；及生成第K+1驱动信号用于驱动第K+1个开关变换器的开关的第K+1个控制驱动器。该第K+1控制驱动器接收第一和第二电容器的电压并与第一和第二电容器的电压间的差的逆转相同步地生成第K+1驱动信号。
在一实施例中，由充电器／放电器的放电的电流电平至少大约是由充电器／放电器充电的电流电平的(N／n—1)倍直至第一和第二电容器的电压间的差被逆转(n是一小于N的自然数且相对于N是最初的)。
在另一实施例中，由充电器／放电器放电的电流电平至少大约是由充电器／放电器充电的电流电平的(N／n—1)倍直至第一和第二电容器的电压间的差被逆转(n是一等于或小于N／2的自然数)。
根据本发明的再一方面的交错的开关变换器电路包括：相互平行连接的N个开关变换器(N是一等于或大于2的整数)。一电压检测器，用于检测该交错的开关变换器的输出电压，从而输出电压信号。一交流输入电压被整流并输入至各N个开关变换器。各所述开关变换器将一直流输出电压提供给一负载。第一开关变换器包括：第一开关；第一电流检测器，用于检测流过该第一开关的电流，从而输出第一电流信号；及一第一控制驱动器，用于输出具有一预定占空因数的第一驱动信号，从而驱动该第一开关。该第一控制驱动器自通过整流该交流输入电压获得的一输入电压及自该电压信号确定并输出一基准电流信号，并将第一电流信号与该基准电流信号进行比较，从而确定第一驱动信号的占空因数。第K(1＜K≤N)个开关变换器包括：第K个开关；第K个电流检测器，用于检测流过第K个开关的电流，从而输出第个K电流信号；及第K个控制驱动器，用于输出第K个驱动信号，从而驱动第K个开关。该第K个控制驱动器具有第一和第二电容器，检测第K—1个开关变换器的一第K—1个驱动信号，与第K—1个驱动信号的上升边相同步地交替地对第一和第二电容器进行充电／放电，与第一和第二电容器的电压间之差的逆转相同步地启动第K个驱动信号，并将第K个电流信号与基准电流信号进行比较，从而确定第K个驱动信号的占空因数。
在本发明的开关变换器控制方法中，两个电容器响应于第一开关变换器的接通／关断而被交替地充电／放电，及第二开关变换器通过相互比较两电容器的电压而被接通／关断。
在根据本发明另一方面的开关变换器控制方法中，第一开关变换器的驱动信号的一周期被存储为一电容器的充电电压、及根据该电容器的充电电压确定第二开关变换器的驱动信号的一周期。
以下，将描棕通过本发明所得到的功能或效果。
根据采用上述构成的本发明，即使当第一开关变换器的开关频率被改变时，第二开关变换器可以一任意的相位差被驱动。在第一驱动信号的上升边上，第一电容器被从OV的放电状态转换成恒定电流充电状态，及第二电容器被同时地从充电状态转换成放电状态。在该充电／放电转变点的第二电容器的初始电压与转换周期成比例。这是因为第二电容器已经以该恒定电流被充电过第一开关变换器的一转换周期。被充电的第一电容器的是升电压迅即跨过被放电的第二电容器的下降电压。该相交点，即第二驱动信号的上升边被从第一驱动信号的上升边延迟过与转换周期成比例的一时间间隔。通过适当地将充电／放电电流设至各自电容器，第二开关变换器可以相对于第一开关变换器的转换周期的一任意相位差被驱动。
在例如振铃扼流变换器的开关变换器中，当一转换器或一扼流线圈的电抗器电流变为零时，一开关被接通。这样一操作被称为以一临界模式的操作，该临界模式为一连续模式(电抗器电流连续地流动)和一不连续模式(电抗器电流不连续地流动)之间的一边界，与该连续模式相比，开关电流的幅值与输入／输出波纹电流的幅值较大，但在临界模式中开关的接通噪声及二极管恢复噪声较小。因此，由开关频率或其谐波导致的一相对低的频率区域中的噪音较大，但由于接通噪声及恢复噪声引起的一相对高的频率区域中的噪声较小。
本发明可应用于以开关频率依据于输入／输出条件为可变的临界模式进行工作的开关变换器。通过提供本发明给这样一以临界模式进行工作的开关变换器，一低频区域中的输入／输出波纹频率和噪声可被减少。
因此，在此描述的本发明可取得以下优点：(1)提供了一交错的开关变换器，其中该开关变换器可通过执行一简化的控制而以一任意相位差及一可变的开关频率被开关，及(2)提供一种用于控制待以这样一交错方式被开关的开关变换器的方法，
通过参考附图对以下详细描述的阅读和理解，本发明的这些及其它优点对于本领域的熟练人员而言是显然的。
图1为本发明的第一示例中的一交错的开关变换器电路的方框图；
图2为图1中所示的交错的开关变换器电路中各信号波形的时间图；
图3为图1中所示的交错的开关变换器电路的控制驱动器和充电图／放电图的具体电路构成的方框图；
图4为图3中所示的电路部分的各信号波形的时间图；
图5为在第一和第二电容器的电热已偏离的状态中的图3中的电路部分中的各信号波形的时间图；
图6为图3中所示的电路部分的一变型中的各信号波形的时间图；
图7为图3中所示的电路部分的另一变型中的各信号波形的时间图；
图8为本发明的第二示例的一交错的开关变换器电路的方框图；
图9为图8中所示的交错的开关变换器电路中的各信号波形的时间图；
图10为图8中所示的交错的开关变换器电路的开关周期已被改变的状态中的各信号波形的时间图；
图11为是本发明的第三示例中的一交错的开关变换器电路的外国电路部分的一充电器／放电器和第二控制驱动器的构成的方框图；
图12为图11中所示的电路部分中的各信号波形的时间图；
图13为本发明的第四示例中的一交错的开关变换器电路的方框图；
图14为图13中所示的交错的开关变换器电路中各信号波形的时间图；
图15为本发明的第五示例中的一交错的开关变换器电路的方框图；
图16A和16B分别为图15中所示的交错的开关变换器电路中的第一和第二控制驱动器的构成方框图；
图17为说明图15中所示皎错的开关变换器电路中第一升压变换器的操作的各信号波形的时间图；
图18为说明图15中所示的交错的开关变换器电路中第二升压变换器的操作的各信号波形的时间图；
图19为本发明的第六例中的一交错的开关变换器电路中的，包括有一充电器／放电器、一峰值保持器、一比较器和一第二控制驱动器的电路部分的构成方框图；
图20为图19中所示的电路部分中各信号波形的时间图。
示例1
图1示出了本发明的第一示例中的一交错的开关变换器电路，该第一示例的交错的开关变换器电路通过使用两升压变换器而构成。图2示出了图1中所示的交错的开关变换器电路中各信号波形。
如图1中所示，该交错的开关变换器包括：一输入直流(DC)电源1；一输出电容器2；一负载3；和一第一升压变换器10a。该第一升压变换器10a包括：第一扼流线圈11；第一开关12；第一二极管13；第一控制驱动器14a；和第一电流检测器15。该第一电流检测器15检测流过第一开关12的电流，从而输出第一电流信号Vi1。
该交错的开关变换器电路还包括一第二升压变换器20。该第二升压变换器20包括：第二扼流线圈21；第二开关22；第二二极管23；第二控制驱动器24；和第二电流检测器25。该第二电流检测器25检测流经第二开关22的电流，从而输出一第二电流信号Vi2。
该交错的一开关变换器电路还包括一电压检测器4，该电压检测器4检测待从输出电容器2提供给负载3的一输出DC电压，从而输出一代表该DC电压与一基准电压之间的一差值的电压信号Ve。第一控制驱动器14a接收第一电流信号Vi1和该电压信号Ve，从而输出一具有预定周期和预定占空因数的第一驱动信号Vdr1。第一开关12接收该第一驱动信号Vdr1并响应于该第一驱动信号Vdr1而被接通／关断。
该交错的开关变换器电路还包括：一充电器／放电器40；一第一电容器41；和一第二电容器42。该充电器／放电器40接收第一驱动信号Vdr1并与第一驱动信号Vdr1的上升边相同步地交替地以预定电流对第一和第二电容器41和42进行充电／放电。具体地，当第一电容器41被充电时，第二电容器42被放电。相反地，当第一电容器41被放电时，第二电容器42被充电。第二控制驱动器24接收第一电容器41的电压Vc1、第二电容器42被充电。第二控制驱动器24接收第一电容器41的电压Vc1、第二电容器42的电压Vc2、第埂民流信号Vi2和电压信号Ve，从而输出一在电压Vc1和Vc2的波形相交处被启动的第二驱动信号Vdr2，并具有一预定的ON时间周期。第二开关22接收该第二驱动信号Vdr2，且响应于该第二驱动信号Vdr2而被接通／关断。
以下，将参照图2对具有这样一构成的交错的开关变换器电路的操作进行描述。
图2—(a)说明了由第一控制驱动器14a输出的第一驱动信号Vdr1的波形。当第一驱动信号Vdr1被启动时，第一开关12被接通且激励电流流过第一扰流线圈11。第一电流检测器15检测该激励电流，从而输出具有图2—(d)中所示波形的第一电流信号Vi1。第一电流信号Vi1的电平通过第一控制驱动器14a与电压信号Ve的电平相比较。当第一电流信号Vi1的电平到达电压信号Ve的电平，第一驱动信号Vdr1被撤消。在第一驱动信号Vdr1的下降边上，第一开关12被关断。然后，已被存储在第一扰流线圈11中的能量经第一二极管13被输出作为具有图2—(i)中所示的波形提民流Id1。因此，第一升压变换器10a的输入电流，即流过第一扼流线圈11的电流变为如图2—(f)所示。
图2—(b)分别说明了第一和第二电容器41和42的电压Vc1和Vc2的波形。充电器／放电器40接收第一驱动信号Vdr1，并与该第一驱动信号Vdr1的上升边相同步地交替地充电及放电该第一和第二电容器41和42。
第二控制驱动器24接收第一和第二电压Vc1和Vc2，并在第一和第二电压Vc1和Vc2的相交处撤消第二驱动信号Vdr2，如图2—(c)所示。当第二开关22接收到第二驱动信号Vdr2时，第二开关22被接通，以使激励电流流过第二扼流线圈21。第二电流检测器25检测该激励电流，从而输出具有图2—(e)中所示波形的第二电流信号Vi2。该第二电流信号Vi2的电平通过第二控制驱动器24与电压信号Ve的电平相比较。当第二电流信号Vi2的电平达到电压信号Ve的电平时，该第二驱动信号Vdr2被撤消。在第二驱动信号Vdr2的下降边上，第二七关22被关断。
然后，已被存储在第二扰流线圈21中的能量经第二二极管23被输出为具有图2—(j)所示波形的电流Id2。因此，流过第二扼流线圈21的电流Ii2变为如图2—(g)所示。当输出DC电压增高时，电压信号Ve的电平变得更低。相反地，当输出DC电压降低时，电压信号Ve的电平变得更高。开关12和22的开关周期的占空因数被控制以使输出DC电压稳定。假定充电／放电第一和第二电容器41和42的电流具有一预定的相同电平，电压Vc1和Vc2的波形在一从第一驱动信号Vdr1的上升边延迟过对应于半个开关周期的一时间间隔的时间相交。
也就是说，第一和第二升压变换器10a和20构成了一具有等于一半开关周期的相位差的交错的开关变换器电路。该交错的开关变换器电路的输入电流Ii(=Ii1+Ii2)如较2(b)所示的变化，同时到输出电容器2的充电电流Id(=Id1+Id2)如图2—(k)所示地变化。
图3示出了第一控制驱动器14a、充电器／放电器40和第二控制驱动器24的更具体的电路结构。
由于第一控制驱动器14a为一常规的电流模式控制器，只简短地描述其操作。在以下的描述中，将参照图4所示的各信号波形，详细地描述充电器／放电器40和第二控制驱动器24的操作。
在第一控制驱动器14a中，已由一振荡器149生成的具有一预定的频率的接通脉冲由在一设定端子的一RS触发器148所接收，从而启动第一驱动信号Vdr1。第一比较器142分别接收来自第一电流检测器15和电压检测器4的第一电流信号Vi1和电压信号Ve，并相互比较它们的电平。当第一电流信号Vi1的电平超过电压信号Ve的电平时，Rs触发器在其一复位端子接收一关断脉冲H，从而撤消第一驱动信号Vdr1。通过增高／降低电压信号Ve的电一，第一驱动信号Vdr1的脉冲宽度，即第一开关12的ON时间周期被调整且输出DC电压被稳定。
充电器／放电器40包括：一控制器偏置电源400，用于通过分别地提供一线圈例如一扼流线圈而对通常在变换器的工作期间所生成的一电压执行一整流和一波纹过滤；一D触发器401；电阻器402至405；二极管406至411；晶体管412至415；及用于控制充电／放电电流的电阻器416和417。另一方面，第二控制驱动器24包括：第一比较器41；一逆变器242；一异一非逻辑元件243，共输出待被确定；第二比较器244；和一RS触发器245。
图4示出了充电器／放电器40和第二控制驱动器24中各信号的波形。以下，将参照图4描述这些电路40和24的工作。
图4—(a)说明了第一驱动信号Vdr1的波形。该D触发器401在其CK端子接收第一驱动信号Vdr1，从而输出信号V1和V2。信号V1和V2的电平与第一驱动信号Vdr1的上升边相同步地被逆转，如图4—(b)和(c)所示。图4—(d)示出了各晶体管412至415的通／断(ON／OFF)状态。当信号V1为H(高)电平而信号V2为L(低)电平时，—PNP晶体管412和—NPN晶体管415为断(OFF)而—NPN晶体管413和—PNP晶体管414为通(ON)。因此，第一电容器41被放电且第二电容器42被充电。相反地，当信号V1为L电平而信号V2为H电平时，PNP晶体管412和PNP晶体管414为断(OFF)。因此，第一电容器41被充电而第二电容器42被放电。
图4—(e)示出了这些充电／放电状态。假定电阻器415和417的电阻值被相同地以R表示而各二极管406至411的正向电压降和各晶体管412至415的基极电压和发射极电压被相同以Vd表示，则充电／放电电流变成由Vd／R表示的恒定电流。第一比较器241分别接收第一和第二电容器41和42的电压Vc1和Vc2，从而输出一信号V3，该信号V3的电平在这两电平Vc1和Vc2的相交处被逆转，如图4—(f)所示。
信号V3被输入给逆转器242和异一或非逻辑元件243，该异一或非逻辑元件243与信号V3的逆转相同步地输出一单冲脉冲V4，如图4—(g)所示。RS触发器245在其一设定端子接收该单冲脉冲V4，从而与该单冲脉V4同步地启动其输出，即第二驱动信号Vdr2。第二比较器244接收第二电流信号Vi2和电压信号Ve，比较这两信号的电平，然后输出一信号V5给RS触发器245的复位端子，如衅4—(b)和(i)所示。第二驱动信号Vdr2与信号V5的上升边同步地被撤消，如衅4—(j)所示。
当第一和第二电容器41和42的电压Vc1和Vc2总是在0电势之上，如图2—(b)和图4—(e)的情况中时，如果开关周期通过输入／输出条件中的突然变化等而被改变，则电压Vc1和Vc2的波形变成被规则地改变且第一和第二驱动信号Vdr1和Vdr2之间的相位差变成不恒定的。为了解决这样一问题，第一和第二电容器41和42的放电电流可被设定在比其充电电流高的一电平上。这样，即使电压Vc1和Vc2有时以一瞬变的方式发生偏差，当放电完成时，这些电容器的电压被降低至零电压附近且第一和第二驱动信号Vdr1和Vdr2之间的相位差变为恒定，而且，由于电压Vc1和Vc2的波形在第一驱动信号Vdr1已被启动之后的一较早时间相交，第一驱动信号Vdr1的上升边与第二驱动信号Vdr2的上升边之间的延迟也可被修正。
而且，如果第一和第二电容器41和42的放电电流被有意设定在一比其充电电流的电平要高的一电平，第二驱动信号Vdr2可以半个开关周期内的一任意延迟时间(即以一任意相位差)被启动，如图6所示。
假设第一和第二电容器41和42的电容值以C表示，一开关周期表示为Ts，及充电电流表示为Ich，则在充电期间的第一电容器41的电压Vc1被表示为Vc1=Ich／t／c，当充电结束时，第一电容器41的电压Vch被表示为Vc1=Ich／Ts／c。另一方面，假设放电电流表示为A．Ich(A＞1)，放电期间的第二电容器42的电压Vc2被表示为Vc2=Ic．Ts／c—A．Ich．T／C=(TS—A．t)．Ich／c。因为Vc1=Vc2，相交时间变为t=Ts(1+A)。换句话说，可设定延迟时间Td以具有开关周期的持续时间的1／(1+A)的持续时间。
以上描述是有关放电电流被设定在高于充电电流的电平的一电平上的情况。事实上，同样的描述也可应用于充电电流被相反地设定在高于放电电流的电平的一电平的情况。在将放电电流设定在一较高电平的情况中，第一和第二电容器41和42的充电电压Vc1和Vc2总是在从零电压附近开始。另一方面，在将充电电流设定在一较高电平的情况下，放电从一预定上限电压的附近开始，如衅7所示。从图7可以清楚地看出，延迟时间Td可根据充电电流的电平被设定。示例2
图8示出了本发明的第二示例中的一交错的开关变换器电路的电路构成。图9和10示出了各信号的波形。图8中所示的交错的开关变换器电路与图1中所示的交错的开关变换器电路的不同之处在于为第一升压变换器的第一扼流线圈11附加地提供了一复位检测绕组111且还在于第一控制驱动器14b接收在该复位检测绕组111中生成的电压。
控制驱动器14b不包括第一示例听和经一控制驱动器14a的振荡器149。但包括有：一电阻器143；一基准电压源144；一第二比较器145；一反相器146；和一NOR元件147。当第二比较器145检测到第一扼流线圈11中电压的反相并将其输出从H改为L时，该NOR元件147输出一接通脉冲，从而启动第一驱动信号Vdr1。以与第一示例的第一控制驱动器14a中相同的方法执行启动第一驱动信号Vdr1的操作。
根据本发明，即使当开关频率被改变，第二升压变换器20总能以对应于一个开关周期的预定比例的一延迟时间工作。将参照图9和10描述本发明的这一特征。
图9—(a)说明了第一驱动信号Vdr1的波形。当第一驱动信号Vdr1被启动时，第一开关12被接通并输入电流Ii1，其电平从0起线性地增高，如图9—(d)所示，流过第一扼流线圈11。第一电流检测器15检测该输入电流Ii1。对应于该输入电流Ii1的第一电流信号Vi1的电平通过第一控制驱动器14b与信号Ve的电平相比较。当第一电流信号Vi1的电平达到电压信号Ve的电平时，第一驱动信号由第一控制驱动器14撤消，以使第一开关12被关闭。然后，存储在第一扼流线圈11的能量被释放作为流过第一二极管13的电流Id1，如图9—(f)所示。
当电流Id1已完成流动时，第一扼流线圈11的电压被反相。第一扼流线圈11的电压反相径复位检测线圈111由第一控制驱动器14b检测到。如上所述，当第一控制驱动器14b检测到第一扼流线圈11的电压反相时，第一控制驱动器14b启动第一驱动信号Vdr1并将第一开关12接通。然后，第一升压变换器10b重复地执行同样的操作。
因此，第一升压变换器10b是一种振铃扼流圈变换器并是一种以临界模式工作的开关变换器。在该临界模式中，可有利地防止二极管恢复噪声和产生，但去不利地增大了输入／输出波纹电流。而且，输入电压变得越高或输出电流变得越小，开关频纺在这样一模式中变得越高。
接着，将描述第二升压变换器20的工作。图9—(b)分别说明了第一和第二电容器41和42的电压Vd1和Vc2的波形。充电器／放电器40接收第一驱动信号Vdr1，并与第一驱动信号Vdr1的上升边同步地交替地对第一和第二电容器41和42进行充电及放电。第二控制驱动器24接收电压Vc1和Vc2，并在电压Vc1和Vc2的相交处启动第二驱运信号Vdr2，如图9—(c)。当第二开关22接收到第二驱动信号Vdr2时，第二开关22被接通，以使输入电流Ii2，其电平从零起线性地增高，如图9—(d)所示，流过第二扼流线圈21。第二电流检测器25检测这一输入电流Ii2。第二电流信号Vi2的电平通过第二控制驱动器24与电压信号Ve的电平相比较，当第二电流信号Vi2的电平达到电压信号Ve的电平时，第二控制驱动器24撤消第二驱动信号Vdr2。在第二驱动信号Vdr2的下降边上，第二七关22被关断。然后，存储在第二扼流线圈21中的能量被释放作为流过第二二极管23的电流Id2，如图9—(f)所示。
如果第二扼流线圈21的电感值被设定为等于或低于第一扼流线圈21的电感值，则存储在第二扼流线圈21中的能量变为等于或小于存储在第一扼流线圈11中的能量。因此，当第二驱动信号Vdr2被启动时，电流Id2为零。这样，第二升压变换器20的输入电流Ii2变成如图9—(d)所示。
假设第一和第二电容器41和42的放电电流为稍大于它们的充电电流的恒定电流，电压Vc1和Vc2的波形在从第一驱动信号Vdr1的上升边延迟进大约半个开关周期的一时间处相交。也就是说，第一和第二升压变换器10b和20构成具有等于半个开关周期的相位差的交错的开关变换器电路。该交错的开关变换顺电路的输入电流Ii(＝Ii1+Ii2)如图9—(e)所示地变化。而到输出电容器2的充电电流Ic(=Id1+Id2)如图9—(g)所示地变化。
由于第一开关变换器10b以上述的临界模式工作，第二示例的交错的开关变换器电路也以临界模式工作。在该临界模式中，输入电压变得越高或输出电流变得越低，则开关频率变得越高。图10示出了在输出电流的幅值已变得较小的情况下各信号的波形。在该情况下，通过开关周期变得较短，第一和第二电容器41和42的电压Vc1和Vc2具有一较小的幅值，如图10—(b)所示。结果，在它们相交处的电压Vc1和Vc2之间的相位差相对于第一驱动信号Vdr1的上升边保持等于半个开关周期。
从以上描述可以理解，在本发明的交错的开关变换器电路中，即使在开关频率被改变时，第二驱动信号Vdr2可被启动以使被从第一驱动信号Vdr1延迟过对应于一开关周期的预定比例的时间间隔。
示例3
图11示出了构成本发明的第三示例中的一交错的七关变换器电路的外围部分的一充电器／放电器和一第二控制驱动器的电路构成。图12示出了各信号的波形。在图11中所示的交错的开关变换器电路中，在图3所示的交错的开关变换器电路的充电器／放电器40和第二控制驱动器24之间附加地提供有一AND元件418和一NOR元件419、信号V1和V2被从D触发器401和比较器241输入给它们；电阻器420和421；一晶体管422和一二极管423，用于快速地放电第一电容器41；和一电阻器424及一二极管425，用于快速地放电第二电容器42。
图12—(a)说明了第一驱动信号Vdr1的波形。D触发器401在其CK端子接收第一驱动信号，从而输出信号V1，其电平与第一驱动信号Vdr1的上升边相同步被逆转，如图12—(b)所示。以与图3中所示的交错的开关变换器电路中的相同方法，第一和第二电容器41和42响应于信号V1而被充电和放电。图12—(d)说明了接收具有图12—(c)中所示波形的第一和第二电容器41和42的电压Vc1和Vc2的第一比较器241的输出信号V3的波形。而且，以与图3中所示的交错的开关变换器电路中的相同方法，响应于信号V3，获得第二驱动信号Vdr2，如图12—(g)所示。
图12—(e)说明了已被输入信号V1和V3的AND元件418的输出信号V6的波形，及图12—(f)说明了也被输入信号V1和V3的NOR元件419的输出信号V7的波形。在被放电的第一电容器41和电压Vc1变成低于第二电容器42的电压Vc2之后及第一电容器41开始充电之前的一时间间隔期间，待响应于信号V6而被驱动的晶体管422将第一电容器41快速放电至零电势附近。
另一方面，在被放电的第二电容器42的电压Vc2变成低于第一电容器41的电压Vc1之后及第二电容顺42开始充电之前的一时间间隔期间，待响应于信号V7而被驱动的晶体管424将第二电容器42快速放电至零电势附近。
如上所述，在稳定状态中，图11中所示的交错的开关变换器电路没有不同于图3所示的电路。然而，在本示例的电路中，第一和第二电容器41和42总是从零电势附近起波充电。因此，即使当开关周期通过输入／输出条件的变化而被改变时，第一和第二电容器41和42的电压Vs1和Vc2的偏差可被快速地修正，及直至第二允动信号Vdr2的上升边的延迟时间可被迅速地稳定。
示例4
图13示出了本发明的第四示例中的交错的开关变换器电路的电路构在。该第四示例的交错的开关变换器电路包括有三个升压变换器。通过扩大地提供该第四示例的电路结构，N个升压变器可被平行地操作(N为一等于或大于了的整数)。
在该示例中，第一和第二升压变换器分别具有与图8中所示的两升压变换器10b和20相同的结构。该第四示例的交错的开关变换器电路还包括：第三升压变换器30；第二充电器／放电器50；及第三和第四电容器51和52。该第三升压变换器30包括：第三报流线圈31；第三开关32；第三二极管33；第三控制驱动器34；及第三电流检测器35。
第一控制驱动器14b比较第一电流信号Vis和电压信号Ve，从而输出具有预定占空因数的第一驱动信号Vdr1以稳定升压变换器10b的输出电压。第一开关12接收第一驱动信号Vdr1，并响应于第一驱动信号Vdr1的被接通／关断。第一充电器／放电顺40与自第一控制驱动器14b提供的第一驱动信号Vdr1的上升边同步地充电／放电第一和第二电容器41和43。第二控制驱动器24接收第一和第二电容器41和42的电压Vc1和Vc2，从而输出一第二驱动信号Vdr2，该第二驱动信号Vdr2在电压Vc1和Vc2之间的的相交处被启动并具有待由第二电流信号Vi2和电压信号Ve之间的比较确定的一ON时间周期。
第二充电器／放电器50接收第二驱动信号Vdr2并与第二驱动信号Vdr2同步地充电／放电第三和第四电容器51和52。第三控制驱动器34接收第三和第四电容器51和52的电压Vc3和Vc4，从而输出一第三驱动信号Vdr3，该第三驱动信号Vdr3在电压Vc3和Vc4之间的相交处被启动。
在这种情况下，假定第一、第二、第三和第四电容器41、42、51和52的静电电容值相互等同，则充电器／放电器40和50的充电电流相同，充电器／放电器40和50的放电电流也相同，及将放电电流设定为具有两倍于充电电流幅值的幅值。因此，第一和第三电容器41和42的电压Vc1和Vc2在自第一驱动信号Vdr1的上升边延迟过1／3开关周期的一时间处相交，类似地，第三和第四电容器51和52的电压Vc3和Vc4在从第二驱动信号Vdr2的升边延迟1／3开关周期的一时间处相交。
接着，将参照图14中所示的各信号波形更详细地描述第四示例的交错的开关变换器电路的工作。
图14—(a)说明了第一驱动信号Vdr1的波形。图14—(b)说明了第一和第二电容器41和42的电压Vc1和Vc2的波形。国为放电电流的幅值被设定为充电电流幅值的两倍，电压Vc1和Vc2在比第一驱动信号Vdr1的上升边的时间t0迟后对应于1／3开关周期的一时间间隔的时间t2处相交。在时间t2，第二驱动信号Vdr2被启动，如图14—(c)所示。图14—(d)说明了第三和第四电容器51和52的电压Vc3和Vc4的波形。由于放电电流的幅值被设定为充电电流幅值的两倍，电压Vc1和Vc2在比第一驱动信号Vdr1的上升边的时间t0迟后在对应于1／3开关周期的一时间间隔的时间t2处相交。在时间t2，第二驱动信号Vdr2被启动，如图14—(c)所示。图14—(d)说明了第三和第四电容器51和52的电压Vc3和Vc4的波形。由于放电电流的幅值被设定为充电电流幅值的两部，电压Vc3和Vc4在比第二驱动信号Vdr2的上升边的时间t2迟后一对应于1／3开关周期的时间间隔的时间t4处相交。在时间t4，第三驱动信号Vdr3被启动，如图14—(e)所示。
结果，升压变换器10b、20和30的输入电流Ii1、Ii2和Ii3的波形变成如图14—(f)所示。输入电流Ii或Ii1、Ii2和Ii3的和具有一带有减少波纹的波形，如图14—(g)所示。另一方面，流过各升压变换器10b、20和30的二极管的电流Id1、Id2和Id3的波形变成如图14—(b)所示。待被提供给输出电容器2的充电电流IC或Id1、Id2和Id3之和具有一带有减少的波纹的波形，如衅14—(i)所示。
而且，如图8所示的第二示例中相同的方法，该第一升压挛负器10b是一振铃扼流圈变换器且开关频率依据输入／输出条件是可变的。在第四示例中，即使当开关频率改变时，通过改变第一至第四电容器41、42、51、和52的电压Vc1至Vc4的幅值，各开关变换器中的相位差可被保持在一等于1／3开关周期的值上。
如可从第四例的描述中理解到，如果放电电流的幅值被设定为充电电流幅值的A倍，则相位差可被设定为1／(HA)个开关周期。
这里，假定升压变换器数表示为N。在图13中，由于N=3，A被设定为2及相位差被设定为1／3个开关周期。易于理解，如果N=4，则A可被设定为3及相位差可被设定为1／4个开关周期。而且，如果N=5，则A可被设定为4及相位差可被设定为1／5个开关周期。进而A可被设定为1．5且相位差可被设定为2／5个开关周期。还有，如果附加地提供例如在图11中所示的第三示便中所提供的一快速充电器，A可被设定为一小于1的值。因此，当N=3时，A可被设定为0．5且相位差也可被设定为2／3个开关周期。
以上关系可被概括如下，在包括N个升压变换器的一交错的开关变换器电路中，如果A被设定为等于N／n—1，则各升变换器可以对应于n／N个开关周期的相位差被开关。这里，n为一小于N的自然数并相对于N是素的(prine)，或是一等于或小于N／2的自然数。当n是一小于N的自然数并相对于N是素的时，(N／n—1)=2／5、7／5、2、3、5／3、3／2、5／2…等。另一方面，当n是等于或小于N／2的自然数时，(N／n—1)=3、7／2、4…等。
在上述第一至第四示例中，分别自各升压变换器提供各充电器／放电器。替换地，如果这些充电器／放电器与除第一控制驱动器外的第二(第三等三)控制驱动器集成在一起，则可以较低成本形成具有更广阔用途的一交错的开关变换器电路。
示例5
图15示出了本发明的第五示例中的一交错的开关变换器电路的电路构成。该第五示例的交错的开关变换器电路包括两升压变换器并用作为功率因数提高变换器电路。
在图15中，该交错的开关变换器电路包括：一输入交流(AC)电源100；一输入滤波器101；一桥式二极管102；一输出电容器2；一负载3；一电压检测器4；及第一升压变换器10C。该电压检测器4检测自输出电容器2提供给负载3的输出DC电压。并输出表示通过比较该DC电压与一基准电压所得到的结果的电压信号Ve。
第一升压变换器10c包括：第一扼流线圈11、第一开关12；第一二极管13；第一控制驱动器140；及第一电流检测器15。为第一扼流线圈11附加地提供一复位检测绕组111且该绕组被连接至第一控制驱动器140。第一电流检测器15检测流过第一开关12的电流，从而输出第一电流信号Vi1给第一控制驱动器140。第一控制驱动器140不仅输出用于接通／关断第一开关12的第一驱动信号Vdr1，而且还输出以下将叙述的基准电流信号Vii。
该交错的开关变换器电路还包括一第二升压变换器20’。该第二升压变换器20’包括：第二扼流线圈21；第二开关22；第二二极管23；第二控制驱动器240；和第二电流检测器25。该第二电流检测器25检测流过第二开关22的电流，从而输出第二电流信号Vi2给第二控制驱动器240。第二控制驱动器240输出第二驱动信号，从而接通／关断第二开关22。
在第五示例中，从一AC电源100提供一AC电压并通过变换器AC电压而得到一DC电压。功率因数通过第一和第二控制驱动器140和240而被提高。
图16A和16B分别示出了第一和第二控制驱动器140和240的构成。图17和18示出了第五示例中各信号的波形。
首先，将参照图16A和17描述第一升压变换器10C的工作。如图16A所示，第一控制驱动器140包括：一乘法器141；第一比较器142；一电阻器143；一电压电源144；第二比较器145；一反相器146；一NOR元件147；及一Rs触发器148。
假定将桥式二极管102的输出，即输入整流的电压表示为Vi。图17—(a)说明了第一驱动信号Vdr1的波形。在第一驱动信号Vdr1的上升边上，第一开关12被接通，该输入整流的电压Vi被提供给第一扼流线圈11且然后流动线性增大的电流。第一开关12检测过一电流，从而输出该第一电流信号Vi1。
该输入整流的电压Vi与电压信号Ve被相乘通过乘法器141，从而输出基准电流信号Vii。第一比较器142将第一电流信号Vi1的电平与该基准电流信号Vii的电平相比较，并当第一电流信号Vi1的电平超出该基准电流信号Vii的电平时，输出一被启动或升至H电平的信号Vf，如图17—(e)所示。
该RS触发器148在其复位端子接收该被启动的信号Vf，并撤消其输出，即第一驱动信号Vdr1。响应于其，第一开关12被关断且第一扼流线圈11中存储的能量经第一二极管13被释出给输出电容器2。
已在复位检测绕组111中生成图17—(b)中所示的电压V111。该电压V111经电阻器143被提供给第二比较器145。第二比较器145将电压V111与电压源44的电压相比较。当存储第一扼流线圈11中的全部能量被释出且第一扼流线圈11和复位检测绕组111的电压被反相时，第二比较器145的输出的电平被从H变至L。反相器146和NOR元件147检测下降边，从而输出一单冲脉冲VCK，如图17—(c)所示。RS触发器148在其的设定端子接收该单冲脉冲VCK，并撤消其输出，即第一驱动信号Vdr1。
重复地执行这一操作的升压变换器10C的一开关周期显著地小于自输入AC电源100提供的AC电压的一周期。因此，在开关周期期间的输入整流的电压Vi的变化是可忽略的。在图17—(f)中说明了该输入整流的电压Vi的波形，其中时间轴已被扩展。另一方面，如果电流检测器4的响应频纺被设定为明显低于输入AC频率，则电压信号V0变为在自AC电源100提供的AC电压的一周期期间为不变化的一PC电压。也就是说，由将输入整流的电压Vi和电压信号Ve一起相乘所得到的基准电流信号Vii与输入整流的电压Vi成比例。输入电流Ii1的平均值也与输入整流的电压Vi成正比例。因此，第一升压变换器10C可单独地提高临界模式中的操作的功率因数。这样一能提供临界模式中的功率因数的变换器可有利地消除二极管恢复噪声，但输入电流的峰值及其波纹电流却被不利地增大。因此，这样一单独的变换器不适于要求高功率的用途。
接着，将参照图16B和18描述第二升压变换器20’的工作。如图16B中所示，第二控制驱动器240包括：第一比较器241；一反相器242；一异一或非逻辑元件243；第二比较器244；一RS触发器245；一D触发器246；电阻器247至250；晶体管251至254；恒流电源255和256；第一和第二电容器257和258；一AND元件259；一NOR元件260；电阻器261和262；及晶体管263和264。包括第一比较器241。反相器242、异一或非逻辑元件243、第二比较244和第二控制驱动器240的一部分RS触发器245的对应于图3中所示的第二控制驱动器24。另一方面，包括D触发器246、电阻器247和250、晶体管251至254和该恒流电源255和256的第二控制驱动器240的一部分对应于图3中所示的充电器／放电器40。
图18—(a)说明了第一驱动信号Vdr1的波形，及图18—(b)说明了与第一驱动信号Vdr1的上升边同步地被反相的D触发器246的信号V1的波形。晶体管251至254响应于信号V1及信号V1的反相信号V2被操作。从而对第一和第二电容器257和258进行充电／放电，如图18—(c)所示。
第一比较器241将第一和第二电容器257的电压Vc1和Vc2相互比较，从而输出信号V3，信号V3的电平在这些电压之间的相交处被反相，如图18—(d)所示。信号V1和V3被输入给AND元件259和NOR元件260，它们分别输出信号V6和V7，如衅18—(e)和(f)所示。晶体管263响应于信号V6而被接通／关断并使第一电容器257快速放电以使第一电容器257的电压Vc1在其放电期间在电压Vc1和Vc2之间的相交处之后马上降至零电压附近。类似地，晶体管264响应于信号V7而被接通／关断并使第埂民容器258快速放电以使第二电容器258的电压Vc2在其放电期间在电压Vc1和Vc2之间的相交处之后马上降至零电压附近。因此，第一和第二电容器257和258的充电总是从零电压附近开始。假设自恒流电源255和256提供的电流幅值相互等同，电压Vc1和Vc2在自第一驱动信号Vdr1的上升边延迟过对应半个开关周期的一时间间隔的时间处相交。
具有一待被反相的输出的反相器242和一惜或非逻辑元件243与信号V3的反相同步地输出一单跳脉冲V4，如图18—(g)所示。RS触发器245在其设定端子上接收该单跳脉冲V4，然而启动其输出，即第二驱动信号CVdr2，从而将第二开关22接通。当第二开关22被接通时，输入整汉的电压Vi被提供给第二扼流线圈21且流动自零电压起线性增加的电流。该电流由第二电流检测器25检测，从而输出第二电流信号Vi2。第二电流信号Vi2的电平通过第二比较器244与基准电流信号Vii的电平相比较，如图198—(h)和(i)所示。当第二电流信号Vi2的电平超出基准电流信号Vii的电平时，第二比较器244的输出信号V5的被启动，即升至H电平。RS触发器245在其设定端子接收该被启动的信号VS，并撤消其输出，即第二驱动信号Vdr2。图18—(j)说明了第二驱动信号Vdr2的波形。当第二驱动信号Vdr2被撤消时，第二开关22被判断的且存储在第二扼流线圈21中的能量经第二二极管23被释出给输出电容器2。
流过第一和第二扼流线圈11和21的电流的峰值跟随同样的基准电流信号Vii。因此，如果第二扼流线圈21的电感值等于或小于第一扼流线圈11的电感值，则存储在第二扼流线圈21中的能量变化等于或低于存储在第一扼流线圈11中的能量。因此，当在第一驱动信号Vdr1被启动之后，第二驱动信号Vdr2再被启动且上述操作被重复时，存储在第二扼流线圈21中的所有能量已被释出。因此，第二升压变换器20以与第一升压变换器10C基本相同的开关周期和占空因数进行工作。第一和第二升压变换器10C和20’的输入流Ii1和Ii2的波形发图18—(k)中所示，其中时间轴被扩展。流过桥式二极管102的输入电流Ii(=Ii1+Ii2)具有减少的波纹的电流波形，如图18—(l)所示。
示例6
本发明的上述第一至第五示例中的交错的开关变换器电路通过将第一升压变换器的驱动信号的上升边同步地重复充电和放电的一对电容器的电压进行比较，确定了第二升变换器的驱动信号的启动点。
这一工作原理可被简单地解释如下，也就是说，可以理解本发明的交错的七关变换器电路在确定第二升压变换器的驱动信号的启动点中，采用了被存储作为一电容器的充电电压的第一升压变换器的驱动信号的周期。
基于这样一观点，可得到本发明的第六示例中的交错的开关变换器电路。
图19示出了本发明的第六示例中的交错的开关变换器电路。该交错的开关变换器电路包括：一充电器／放电器300；一峰值保持器302；第一比较器303；及第二控制驱动器310。充电器／放电器300和第二控制驱动器310分别替化图1和8中的充电器／放电器40和第二控制驱动器24。
响应于自第一控制驱动器14a或14b提供的第一驱动信号V dr1，充电器／放电器300对电容器301进行充电／放电。峰值保持器302保持电容器301的电压VC的一峰值EC，并输出一表示峰值EC的信号302。该峰值EC通过电阻器304和305被进行了电阻分配，以使电压2EC被提供给第一比较器303。第一比较器303将该电压2EC与电容器301的电压Vc进行比较。如果Vc大于2EC，第一比较器303将一输出信号V303设定在H电平上。另一方面，如果Vc小于2EC，第一比较器303将输出信号V303转换成L电平。当第一比较器303的输出信号V303被从L反转成H时，峰值保持器302被复位。第二控制驱动器310包括，一反相器308；一AND元件309；第二比较器306；及一R3触发器307。
图2—说明了图19中所示的电路各信号的波形。充电器／放电器300接收第一驱动信号Vdr1，例如图20—(a)中所示，与第一驱动信号Vdr1同步地将电容器301快速放电至零电压附近，且然后以怛定电流对电容器301进行充电。然后，充电器／放电器300重复地执行这样一充电／放电操作。结果，电容器301的电压Vc如图20—(b)中的虚线所示地被改变。峰值保持器302接收电容器301的电压Vc，从而输出表示峰值ECR信号V302，如图20—(c)所示。当自第一比较器303提供的信号V303被从L反转成H时，如图20—(c)所示。当自第一比较器303提供的信号V303被从L反转成H时，如衅20—(d)所示，峰值保持器302被复位，劭科20—(c)所示。反相器308和AND元件309与自第一比较器303提供的领事V303的上升边同步地输出一单跳脉冲给RS触发器307的设定端子，从而启动第二驱动信号Vdr2。另一方面，当第二电流检测器25提供的第二电流信号Vi2被启动的H信号给RS触发器307的复位端子，从而复位该RS触发器307并撤消第二驱动信号Vdr2。
通过重复地执行上述操作，第二升压变换器20可被操作以使被延迟过同第一升压变换器10a或10b的操作相比与一个开关周期一样长短的相位差2时间。
在以上叙述中，已说明了包括有多个升压变换器的交错的开关变换器，可替代地，通过使用多个不同类型的开关变换器而不是这些升压变换器，也可实现本发明的交错的开关变换器电路。
从上述描述中可以显现，本发明提供了一种可通过执行一简化的控制而能以一任意的相位差和一可变的开关周期被操作的交错的开关变换器电路。具体地，如果本发明的交错的开关变换器电路被构成使以临界模式被操作，可克服该模式的有关缺陷(即，由于输入／输出波纹较大，该模式不适用于消耗大量功率的用途)而同时取得了消除作为临界模式的特性的二极管恢复噪声和优点。本发明的这些效果也可适宜地应用于一功率因数提高变换器电路。
本领域的熟练技术人员可在不脱离本发明的范围和精神的前提下容易地作出各种其它的改型。因此，所附权利要求的范围并不限于以上的描述，而应广阔地解释。

Claims (10)

1、一种交错的开关变换器电路，包括相互平行连接的第一和第二开关变换器，其特征在于还包括：
一用于接通／关断第一开关变换器的第一控制驱动器；
一充电器／放电器，具有第一和第二电容器并响应于第一开关变换器的接通／关断而交替地对第一和第二电容器进行充电／放电；及
一第二控制驱动器，用于与第一和第二电容器的电压之间的差反相同步地接通／关断第二开关变换器。
2、一种交错的开关变换器电路，包括相互平行连接的第一和第二开关变换器，其特征在于还包括：
一第一控制驱动器，产生第一驱动信号用于驱动第一开关变换器的开关；
一充电／放电器，具有第一和第二电容器，接收第一驱动信号，并与第一驱动信号同步地交替地对第一和第二电容器进行充电／放电；及
一第二控制驱动器，产生第二驱动信号用于驱动第二开关变换器的开关；
其中该第二控制驱动器接收第一和第二电容器的电压并与第一和第二电容器的电压间的差的反相同步地产生第二驱动信号。
3、根据权利要求2的一种交错的开关变换器电路，其中该第一开关变换器是一以临界模式工作的开关变换器，在该临界模式中，电流以一连续模式和一蛎连续模式之间的一边界模式流过一扼流线圈。
4、根据权利要求2的一种交错的开关变换器电路，其中在检测到第一和第二电容器间的电压差的反相后及开始对各第一和第二电容器充电前的一时间间隔内，各第一和第二电容器被放电至零电压或其附近。
5、一种交错的开关变换器电路，包括有相互平行连接的N个开关变换器(N为一等于或大于2的自然数)，其特征在于还包括：
一第k个控制驱动器(k也为一自然数且1≤K＜N)，产生第k个驱动信号用于驱动第K个开关变换器的开关；
一充电器／放电器，具有第一和第二电容器。接收第K个驱动信号，用与第K个驱动信号同步地交替地对第一和第二电容器进行充电／放电；及
一第K+1个控制驱动器，产生第K+1个驱动信号用于驱动第K+1个开关变换器的开关；
其中该第K+1个控制驱动器接收第一和第二电容器的电压并与第一和第二电容器的电压间的差的反相同步地产生第K+1个驱动信号。
6、根据权利要求5的一种交错的开关变换器电路，其中由充电器／放电器放电的电流的电平大约为充电器／放电器充电的电流的电平的(N／—1)倍(n为一小于N的自然数并相对于N为素的)至少直至第一和第二电容器的电压的差被反相。
7、根据权利要求5的一种交错的开关变换器电路，其中由充电器／放电器放电的电流的电平大约为由该充电器／放电器充电的电流的电平的(N／n—1)倍(n为一等于或小于N／2的自然数)至少直至第一和第二电容器的电压间的差被反相。
8、一种交错的开关变换器电路，包括N个相互平行连接的开关变换器(N为一等于或小于2的整流)，其特征在于还包括：一电压检测器，用于检测该交错的开关变换器的一输出电压，从而输出一电压信号；一交流输入电压被整流并被输入到各N个开关变换器，各所述开关变换器提供一直流输出电压给一负载；
其中第一开关变换器包括：第一开关；第一电流检测器，用于检测流过第一开关的电流，从而输出第一电流信号；及第一控制驱动器，用于输出具有一预定占空因数的第一驱动信号，从而驱动第一开关。
及其中第一控制驱动器从通过整流该交流输入电压得到一输入电压和从该电压信号确定并输出一基准电流信号，并将该第一电流信号与该基准电流信号进行比较，从而确定第一驱动信号的占空因数，
及其中一第K个开关变换器(1＜K≤N)包括：第K开关；第K电流检测器，用于检测流第K开关的电流，从而输出一第K电流信号；及第K控制驱动器，用于输出第K驱动信号，从而驱动第K开关。
及其中该第K控制驱动器具有第一和第二电容器，检测第K—1开关变换器的第K—1驱动信号，与第K—1驱动信号的上升边同步地交替地对第一和第二电容器进行充电／放电，与第一和第二电容器的电压间的差的反相同步地启动第K驱动信号，并将该第K电流信号与该基准电流信号相比较，从而确定第K驱动信号的一占空因数。
9、一种开关变换器控制方法，其中两电容器响应于第一开关变换器的一接通／关断而被交替地充电／放电，及第二开关变换器通过相互比较两电容器的电压而被接通／关断。
10、一种开关变换器控制方法，其中第一开关变换器的一驱动信号的一周期被存储作为一电容器的充电电压，及第二开关变换器的一驱动信号的一周期根据该电容器的充电电压而被确定。
CN97119053A 1996-10-17 1997-10-17 交错的开关变换器电路和开关变换器控制方法 Expired - Fee Related CN1060298C (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP274420/1996 1996-10-17
JP27442096A JP3570113B2 (ja) 1996-10-17 1996-10-17 インターリーブ方式スイッチングコンバータ
JP293499/1996 1996-11-06
JP29349996A JP3480201B2 (ja) 1996-11-06 1996-11-06 インターリーブ方式スイッチングコンバータ

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1180955A CN1180955A (zh) 1998-05-06
CN1060298C true CN1060298C (zh) 2001-01-03

Family

ID=26551028

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN97119053A Expired - Fee Related CN1060298C (zh) 1996-10-17 1997-10-17 交错的开关变换器电路和开关变换器控制方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US5905369A (zh)
EP (1) EP0837548B1 (zh)
CN (1) CN1060298C (zh)
DE (1) DE69722742T2 (zh)

Families Citing this family (130)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6037754A (en) * 1997-06-20 2000-03-14 Raymond G. Harper SMPS with input voltage sensing via boost inductor current sensing
FR2783375B1 (fr) * 1998-09-14 2000-12-29 Valeo Electronique Circuit de commutation, notamment pour generer des signaux de commande du type a impulsions a largeur modulee dans un vehicule automobile
AT409688B (de) * 1998-12-15 2002-10-25 High Tech Drives Verfahren und vorrichtung zur symmetrierung der ströme zweier paralleler hochsetzsteller mittels variation der dc-anteile der um 180 grad phasenverschobenen stromregler-trägersignale
US6043634A (en) * 1998-12-22 2000-03-28 Intel Corporation Interleaved switching regulator
US6265855B1 (en) * 1999-11-10 2001-07-24 Hewlett-Packard Company Coordinated switching in a multiple switching regulator system to lower peak current load
US6803752B1 (en) 2000-02-14 2004-10-12 Linear Technology Corporation Polyphase PWM regulator with high efficiency at light loads
US6150803A (en) * 2000-03-28 2000-11-21 Linear Technology Corporation Dual input, single output power supply
US6469482B1 (en) * 2000-06-30 2002-10-22 Intel Corporation Inductive charge pump circuit for providing voltages useful for flash memory and other applications
US6262901B1 (en) * 2000-09-29 2001-07-17 Anastastios V. Simopoulos Adjustable DC-to-DC converter with synchronous rectification and digital current sharing
US6748205B1 (en) * 2000-10-31 2004-06-08 Canon Kabushiki Kaisha Integrated circuit
DE10103633A1 (de) * 2001-01-27 2002-08-29 Sma Regelsysteme Gmbh Leistungselektronischer Drosselwandler zur Spannungsanpassung
US6674274B2 (en) 2001-02-08 2004-01-06 Linear Technology Corporation Multiple phase switching regulators with stage shedding
DE10110615A1 (de) * 2001-03-06 2002-09-19 Bosch Gmbh Robert Verfahren zur Erzeugung von Ansteuerimpulsen für Leistungshalbleiter
WO2003091746A1 (en) * 2002-04-24 2003-11-06 Marconi Intellectual Property (Us) Inc Rechargeable interrogation reader device and method
TW200507431A (en) * 2003-08-11 2005-02-16 Delta Electronics Inc Current-balancing method and device for controlling the power-factor-correction circuit interlacedly
CN100385781C (zh) * 2003-08-28 2008-04-30 台达电子工业股份有限公司 用于交错控制功率因数校正电路的均流方法及装置
JP2005086931A (ja) * 2003-09-10 2005-03-31 Renesas Technology Corp スイッチング電源装置とそれに用いられる半導体集積回路
TWI318038B (en) * 2004-03-05 2009-12-01 Wistron Corp Booster
US7266001B1 (en) * 2004-03-19 2007-09-04 Marvell International Ltd. Method and apparatus for controlling power factor correction
US7733678B1 (en) 2004-03-19 2010-06-08 Marvell International Ltd. Power factor correction boost converter with continuous, discontinuous, or critical mode selection
US7990740B1 (en) 2004-03-19 2011-08-02 Marvell International Ltd. Method and apparatus for controlling power factor correction
US7205752B2 (en) * 2004-09-07 2007-04-17 Flextronics Ap, Llc Master-slave critical conduction mode power converter
CN100582989C (zh) * 2004-09-07 2010-01-20 弗莱克斯电子有限责任公司 主从临界导通模式功率转换器
US7812576B2 (en) 2004-09-24 2010-10-12 Marvell World Trade Ltd. Power factor control systems and methods
US7570011B2 (en) 2005-04-29 2009-08-04 Black & Decker Inc. Battery charger
DE102005045889B4 (de) * 2005-09-26 2008-11-20 Continental Automotive Gmbh Mehrphasiger Gleichstromsteller und Verfahren zum Betreiben eines mehrphasigen Gleichstromstellers
US7446435B2 (en) 2005-11-30 2008-11-04 General Electric Company Power converter system and method
US7528587B2 (en) * 2005-12-27 2009-05-05 Linear Technology Corporation Switched converter with variable peak current and variable off-time control
JP5420910B2 (ja) * 2006-02-14 2014-02-19 フレクストロニクス エーピー，リミテッド ライアビリティ カンパニー 電力変換装置
JP4850915B2 (ja) * 2006-09-14 2012-01-11 ルネサスエレクトロニクス株式会社 Ｐｆｃコントローラ、スイッチングレギュレータ及び電源回路
CN101636702B (zh) * 2006-09-25 2014-03-05 弗莱克斯电子有限责任公司 双向调节器
KR101282259B1 (ko) 2006-12-27 2013-07-10 삼성전자주식회사 Ｄｃ-ｄｃ 컨버터
JP2008187774A (ja) * 2007-01-26 2008-08-14 Fujitsu Ltd 電源装置および通信機器
FR2913827A1 (fr) * 2007-03-13 2008-09-19 Centre Nat Rech Scient Dispositif de filtrage actif pour une alimentation de puissance
US7760519B2 (en) * 2007-03-29 2010-07-20 Flextronics Ap, Llc Primary only control quasi resonant convertor
US7755914B2 (en) * 2007-03-29 2010-07-13 Flextronics Ap, Llc Pulse frequency to voltage conversion
US7830676B2 (en) * 2007-03-29 2010-11-09 Flextronics Ap, Llc Primary only constant voltage/constant current (CVCC) control in quasi resonant convertor
US8191241B2 (en) * 2007-03-29 2012-06-05 Flextronics Ap, Llc Method of producing a multi-turn coil from folded flexible circuitry
US7978489B1 (en) 2007-08-03 2011-07-12 Flextronics Ap, Llc Integrated power converters
DE102007041510A1 (de) * 2007-08-31 2009-03-05 Kostal Industrie Elektrik Gmbh Mehrkanaliger Gleichstromsteller
CN104377019A (zh) * 2007-09-25 2015-02-25 弗莱克斯电子有限责任公司 热增强的磁变压器
US8279646B1 (en) 2007-12-14 2012-10-02 Flextronics Ap, Llc Coordinated power sequencing to limit inrush currents and ensure optimum filtering
JP2009159727A (ja) * 2007-12-26 2009-07-16 Toshiba Corp コンバータ電源回路およびコンバータ電源駆動方法
CN101217255B (zh) * 2008-01-16 2010-12-22 艾默生网络能源有限公司 一种具有均流控制模块的pfc电路及其均流控制方法
KR101410999B1 (ko) * 2008-02-14 2014-06-24 페어차일드코리아반도체 주식회사 인터리브 스위칭 컨버터와 그의 제어 장치 및 방법
KR101411000B1 (ko) 2008-02-20 2014-06-24 페어차일드코리아반도체 주식회사 컨버터 및 그 구동방법
US7881079B2 (en) * 2008-03-24 2011-02-01 American Power Conversion Corporation UPS frequency converter and line conditioner
KR20090105229A (ko) * 2008-04-02 2009-10-07 주식회사 실리콘마이터스 전하공유를 이용한 병렬 연결 스위칭 컨버터
US7884588B2 (en) * 2008-04-10 2011-02-08 Stmicroelectronics S.R.L. Control method and device for a system of interleaved converters using a designated master converter
US7933132B2 (en) * 2008-04-29 2011-04-26 Fairchild Semiconductor Corporation Synchronizing frequency and phase of multiple variable frequency power converters
US8693213B2 (en) * 2008-05-21 2014-04-08 Flextronics Ap, Llc Resonant power factor correction converter
US8102678B2 (en) * 2008-05-21 2012-01-24 Flextronics Ap, Llc High power factor isolated buck-type power factor correction converter
US8031042B2 (en) * 2008-05-28 2011-10-04 Flextronics Ap, Llc Power converter magnetic devices
US8531174B2 (en) * 2008-06-12 2013-09-10 Flextronics Ap, Llc AC-DC input adapter
JP5086909B2 (ja) * 2008-06-17 2012-11-28 ルネサスエレクトロニクス株式会社 電源回路、及びその制御方法
US20100039088A1 (en) * 2008-08-15 2010-02-18 System General Corp. Interleaved slave switching circuit for discontinuous mode pfc converter
JP5402268B2 (ja) * 2008-10-16 2014-01-29 富士電機株式会社 インターリーブ制御電源装置、該電源装置の制御回路および制御方法
US8081019B2 (en) * 2008-11-21 2011-12-20 Flextronics Ap, Llc Variable PFC and grid-tied bus voltage control
TWI401867B (zh) * 2008-11-26 2013-07-11 Spi Electronic Co Ltd Phase shift control method of boost converter
US8072193B2 (en) * 2009-01-21 2011-12-06 Fsp Technology Inc. Phase shift control method for boost converter and circuit implementation
JP5439870B2 (ja) * 2009-03-06 2014-03-12 サンケン電気株式会社 電源装置
US8787044B2 (en) * 2009-05-07 2014-07-22 Flextronics Ap, Llc Energy recovery snubber circuit for power converters
US8040117B2 (en) * 2009-05-15 2011-10-18 Flextronics Ap, Llc Closed loop negative feedback system with low frequency modulated gain
US8891803B2 (en) * 2009-06-23 2014-11-18 Flextronics Ap, Llc Notebook power supply with integrated subwoofer
TWI393337B (zh) * 2009-07-31 2013-04-11 Delta Electronics Inc 雙級交換式電源轉換電路
CN101989818A (zh) * 2009-08-06 2011-03-23 台达电子工业股份有限公司 双级交换式电源转换电路
US8248040B2 (en) * 2009-11-12 2012-08-21 Polar Semiconductor Inc. Time-limiting mode (TLM) for an interleaved power factor correction (PFC) converter
US8476879B2 (en) * 2009-11-12 2013-07-02 Polar Semiconductor, Inc. Saving energy mode (SEM) for an interleaved power factor correction (PFC) converter
US8248041B2 (en) * 2009-11-12 2012-08-21 Polar Semiconductor Inc. Frequency compression for an interleaved power factor correction (PFC) converter
EP2360824B1 (en) * 2009-12-31 2015-08-26 Nxp B.V. Controller for a power conversion circuit
US8289741B2 (en) * 2010-01-14 2012-10-16 Flextronics Ap, Llc Line switcher for power converters
US8586873B2 (en) * 2010-02-23 2013-11-19 Flextronics Ap, Llc Test point design for a high speed bus
CN102195465B (zh) * 2010-03-09 2015-11-25 理察·蓝德立·葛瑞 功率因素补偿方法
JP5223874B2 (ja) * 2010-03-09 2013-06-26 株式会社村田製作所 絶縁型スイッチング電源装置
US8994343B2 (en) * 2010-03-26 2015-03-31 Daikin Industries, Ltd. Switching power supply circuit, and method for control of switching power supply circuit
US20110249474A1 (en) * 2010-04-12 2011-10-13 Yuhao Luo Method and apparatus for power conversion using an interleaved flyback converter with alternating master and slave branches
US8964413B2 (en) 2010-04-22 2015-02-24 Flextronics Ap, Llc Two stage resonant converter enabling soft-switching in an isolated stage
JP5635304B2 (ja) * 2010-05-25 2014-12-03 セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー 電源回路
US8488340B2 (en) 2010-08-27 2013-07-16 Flextronics Ap, Llc Power converter with boost-buck-buck configuration utilizing an intermediate power regulating circuit
TWI450478B (zh) * 2010-08-30 2014-08-21 Upi Semiconductor Corp 電流平衡器
US8441810B2 (en) 2010-11-09 2013-05-14 Flextronics Ap, Llc Cascade power system architecture
US8520410B2 (en) 2010-11-09 2013-08-27 Flextronics Ap, Llc Virtual parametric high side MOSFET driver
US20120249101A1 (en) * 2011-04-01 2012-10-04 Akey David W Consistently balanced thermal load dc-dc converter
US8842450B2 (en) 2011-04-12 2014-09-23 Flextronics, Ap, Llc Power converter using multiple phase-shifting quasi-resonant converters
JP2013114711A (ja) * 2011-11-28 2013-06-10 Toshiba Corp 電圧生成回路
US9117991B1 (en) 2012-02-10 2015-08-25 Flextronics Ap, Llc Use of flexible circuits incorporating a heat spreading layer and the rigidizing specific areas within such a construction by creating stiffening structures within said circuits by either folding, bending, forming or combinations thereof
KR101343098B1 (ko) 2012-04-27 2013-12-20 (주)에스피에스 Ａｃ／ｄｃ 전력 변환 장치
KR101388698B1 (ko) * 2012-04-27 2014-04-24 성균관대학교산학협력단 전력 변환 장치와 그 동작 방법 및 태양광 발전 시스템
CN103427602B (zh) * 2012-05-18 2015-11-11 成都芯源系统有限公司 多相开关变换器及其控制器
US9276460B2 (en) 2012-05-25 2016-03-01 Flextronics Ap, Llc Power converter with noise immunity
US9203293B2 (en) 2012-06-11 2015-12-01 Power Systems Technologies Ltd. Method of suppressing electromagnetic interference emission
US9203292B2 (en) 2012-06-11 2015-12-01 Power Systems Technologies Ltd. Electromagnetic interference emission suppressor
US9019726B2 (en) 2012-07-13 2015-04-28 Flextronics Ap, Llc Power converters with quasi-zero power consumption
US8743565B2 (en) 2012-07-27 2014-06-03 Flextronics Ap, Llc High power converter architecture
US9019724B2 (en) 2012-07-27 2015-04-28 Flextronics Ap, Llc High power converter architecture
US9312775B2 (en) 2012-08-15 2016-04-12 Flextronics Ap, Llc Reconstruction pulse shape integrity in feedback control environment
CN103633834B (zh) * 2012-08-27 2016-04-20 华硕电脑股份有限公司 升压转换电路
CN104937825B (zh) * 2012-10-02 2018-08-10 技术推进公司 用于向车辆的车载电气网络供电的供电单元
FR2996966B1 (fr) * 2012-10-16 2018-12-07 PSA Automobiles Dispositif d'alimentation pour alimenter un reseau de bord d'un vehicule en energie electrique
US9136769B2 (en) 2012-10-10 2015-09-15 Flextronics Ap, Llc Load change detection for switched mode power supply with low no load power
US9225253B2 (en) * 2012-10-23 2015-12-29 Microchip Technology Inc. High voltage switching linear amplifier and method therefor
US10125706B2 (en) * 2012-10-30 2018-11-13 National Instruments Corporation Boost power supply sequencing
US9605860B2 (en) 2012-11-02 2017-03-28 Flextronics Ap, Llc Energy saving-exhaust control and auto shut off system
US9660540B2 (en) 2012-11-05 2017-05-23 Flextronics Ap, Llc Digital error signal comparator
US9862561B2 (en) 2012-12-03 2018-01-09 Flextronics Ap, Llc Driving board folding machine and method of using a driving board folding machine to fold a flexible circuit
US9240712B2 (en) * 2012-12-13 2016-01-19 Power Systems Technologies Ltd. Controller including a common current-sense device for power switches of a power converter
KR101356385B1 (ko) * 2013-02-13 2014-01-28 한국에너지기술연구원 전력변환장치 및 전력변환장치 제어 방법
CN104052274B (zh) * 2013-03-13 2017-11-28 Lg电子株式会社 电力变换装置及具备该电力变换装置的空调机
US9494658B2 (en) 2013-03-14 2016-11-15 Flextronics Ap, Llc Approach for generation of power failure warning signal to maximize useable hold-up time with AC/DC rectifiers
US9323267B2 (en) 2013-03-14 2016-04-26 Flextronics Ap, Llc Method and implementation for eliminating random pulse during power up of digital signal controller
US9093911B2 (en) 2013-03-15 2015-07-28 Flextronics Ap, Llc Switching mode power converter using coded signal control
US9369000B2 (en) 2013-03-15 2016-06-14 Flextronics Ap, Llc Sweep frequency for multiple magnetic resonant power transmission using alternating frequencies
US8654553B1 (en) 2013-03-15 2014-02-18 Flextronics Ap, Llc Adaptive digital control of power factor correction front end
US9184668B2 (en) 2013-03-15 2015-11-10 Flextronics Ap, Llc Power management integrated circuit partitioning with dedicated primary side control winding
JP5812040B2 (ja) * 2013-05-21 2015-11-11 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置
US9368073B2 (en) * 2013-08-12 2016-06-14 Shenzhen China Star Optoelectronics Technology Co., Ltd. LED backlight driving circuit and LCD
US9300206B2 (en) 2013-11-15 2016-03-29 Power Systems Technologies Ltd. Method for estimating power of a power converter
US9338915B1 (en) 2013-12-09 2016-05-10 Flextronics Ap, Llc Method of attaching electronic module on fabrics by stitching plated through holes
US9723713B1 (en) 2014-05-16 2017-08-01 Multek Technologies, Ltd. Flexible printed circuit board hinge
US9549463B1 (en) 2014-05-16 2017-01-17 Multek Technologies, Ltd. Rigid to flexible PC transition
US9621053B1 (en) 2014-08-05 2017-04-11 Flextronics Ap, Llc Peak power control technique for primary side controller operation in continuous conduction mode
WO2016067241A1 (en) * 2014-10-31 2016-05-06 Consiglio Nazionale Delle Ricerche Low-noise current source
US10154583B1 (en) 2015-03-27 2018-12-11 Flex Ltd Mechanical strain reduction on flexible and rigid-flexible circuits
CN106405307B (zh) * 2016-08-29 2019-02-26 西北工业大学 一种浮地交错变换器单管开路故障检测方法
US20210057929A1 (en) * 2019-08-20 2021-02-25 Renesas Electronics America Inc. Device and method for independent charge control of a multiple port battery charger
CN110719091B (zh) * 2019-10-31 2023-08-04 宁波飞芯电子科技有限公司 互补信号生成电路
US11264908B1 (en) 2020-08-31 2022-03-01 Astec International Limited Multi-phase switched-mode power supplies
CN112067891B (zh) * 2020-09-02 2023-09-08 成都长城开发科技股份有限公司 电量计量电路及电表
US11990267B2 (en) 2020-09-23 2024-05-21 Astec International Limited Three-phase magnetics assembly
US11973483B2 (en) 2022-05-06 2024-04-30 Schneider Electric It Corporation Coupled filter inductor for interleaved power converter

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5508903A (en) * 1995-04-21 1996-04-16 Alexndrov; Felix Interleaved DC to DC flyback converters with reduced current and voltage stresses

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4174534A (en) * 1978-01-20 1979-11-13 Northern Telecom Limited Master-slave voltage regulator employing pulse width modulation
US4467268A (en) * 1980-04-30 1984-08-21 Raytheon Company Digitally controlled power supply
US4595873A (en) * 1984-07-13 1986-06-17 Siemens Aktiengesellschaft Circuit arrangement for feeding electrical users with a DC voltage
US4626766A (en) * 1984-07-13 1986-12-02 Siemens Aktiengesellschaft Circuit arrangement for feeding electrical users
JPS61288780A (ja) * 1985-06-13 1986-12-18 Toshiba Corp 電力変換装置の制御方法
US4725768A (en) * 1985-11-12 1988-02-16 Toko Kabushiki Kaisha Switching regulated power supply employing an elongated metallic conductive inductor having a magnetic thin film coating
JPH01231661A (ja) * 1988-03-11 1989-09-14 Fujitsu Ltd スイッチング電源装置
JPH0626474B2 (ja) * 1988-04-20 1994-04-06 山洋電気株式会社 コンバータ装置
US5563780A (en) * 1993-12-08 1996-10-08 International Power Systems, Inc. Power conversion array applying small sequentially switched converters in parallel

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5508903A (en) * 1995-04-21 1996-04-16 Alexndrov; Felix Interleaved DC to DC flyback converters with reduced current and voltage stresses

Also Published As

Publication number Publication date
US5905369A (en) 1999-05-18
CN1180955A (zh) 1998-05-06
EP0837548A2 (en) 1998-04-22
EP0837548A3 (en) 1999-12-29
DE69722742D1 (de) 2003-07-17
EP0837548B1 (en) 2003-06-11
DE69722742T2 (de) 2004-04-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1060298C (zh) 交错的开关变换器电路和开关变换器控制方法
KR100685241B1 (ko) 스위칭 전원장치 및 스위칭 전원장치의 제어방법
JP4850915B2 (ja) Ｐｆｃコントローラ、スイッチングレギュレータ及び電源回路
CN1182599C (zh) 压电变压器逆变器
CN1357964A (zh) Dc－dc变换器
JP2008312359A (ja) スイッチング電源装置、並びにレギュレーション回路
US8897043B2 (en) Power conversion apparatus and method
CN104205596A (zh) 开关电源装置
US5686797A (en) Electronluminescent lamp inverter
CN1486529A (zh) 多路输出直流-直流变换器
CN1234199C (zh) 供电设备和方法
KR20120138225A (ko) 발광 소자 구동 회로
JPH09131051A (ja) 力率改善コンバータ回路
CN1578581A (zh) 具有独立调节频率和占空度冷阴极荧光灯的电路
CN1229604C (zh) 变频空调器
US20020109540A1 (en) Charge pump transition control between step up and step down operation
JPH08130871A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US8315075B2 (en) DC/AC converter
JP3560597B2 (ja) 多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP5772367B2 (ja) 直流電源装置用力率改善回路
JP2005285483A (ja) 無電極放電ランプ電源装置
WO2003061106A2 (en) Power source apparatus
JP2001211642A (ja) スイッチング電源装置
JP3001009B2 (ja) スイッチング電源装置
JP4379981B2 (ja) 電源装置制御回路

Legal Events

Date Code Title Description
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C06 Publication
PB01 Publication
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C17 Cessation of patent right
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20010103

Termination date: 20111017