CN1510824A - 直流－交流变换装置及其控制器ic - Google Patents

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Abstract

一种逆变器，在次级绕组连接负载的变压器的初级绕组上设置半导体开关电路，对该半导体开关电路的各开关进行PWM控制及恒流控制，其中，通过模拟脉冲串控制和数字脉冲串控制把可向负载供电的范围向下限范围扩展。进行PWM控制及恒流控制的同时，可选择模拟脉冲串控制和数字脉冲串控制。脉冲串控制的选择是：通过把连接三角波振荡电路的元件设置为电容器、产生三角波而进行模拟脉冲串控制；通过把其设置为电阻、产生恒压而进行数字脉冲串控制。控制器IC在两个脉冲串控制中共用。

Description

直流—交流变换装置及其控制器IC
技术领域
本发明涉及从电器设备附带的电源适配器(adapter)、电池等的直流电源产生驱动负载的交流电压的直流—交流变换装置(以下叫作逆变器)及其控制器IC。
背景技术
作为笔记本型计算机的液晶监视器、液晶电视接收机等的液晶显示器的背照灯光源，使用冷阴极荧光灯(CCFL)。该CCFL具有和通常的热阴极荧光灯大致相同的高效率和长寿命，并且节省了热阴极荧光灯具有的灯丝。
为启动和使该CCFL动作，需要高的交流电压。例如，启动电压约为1000V(有效值；下面关于交流电压也同样)，动作电压约为600V。该高的交流电压使用逆变器从笔记本型计算机、液晶电视接收机等的直流电源产生。
以前，作为CCFL用逆变器，一般使用罗雅(Royer)电路。该罗雅电路由可饱和磁芯变压器、控制晶体管等构成，并且，根据可饱和磁芯变压器的非线性导磁率、控制晶体管的非线性电流增益特性而自发振动。罗雅电路自身不需要外部时钟和驱动器电路。
但是，罗雅电路基本上是恒压逆变器，输入电压、负载电流变化时，不能维持恒定输出电压。因此，需要向罗雅电路供电的稳压器。这样，使用罗雅电路的逆变器难以小型化，功率变换效率也较低。
提出一种提高功率变换效率的CCFL用逆变器(参考专利文献1)。该逆变器在变压器的初级绕组上串联连接第一半导体开关、将串联连接的第二半导体开关和电容器并联连接于变压器的初级绕组，并且在变压器的次级绕组上串联连接耦合电容器和负载。然后将变压器的初级侧电流反馈回到控制电路，通过与基准电压比较形成控制信号，通过该控制信号接通断开控制第一、第二半导体开关，向负载供给规定的交流功率。
提出一种使用4个半导体开关的全桥型(H桥)CCFL用逆变器(参考专利文献2)。该逆变器中，在变压器的初级绕组上串联地经共振用电容器连接H桥的输出端，在变压器的次级绕组上连接负载。由构成H桥的4个半导体开关中的第一组的2个半导体开关在变压器的初级绕组上形成第一方向的电流路径，由第二组的2个半导体开关在变压器的初级绕组上形成第二方向的电流路径。并且，通过将流向变压器的次级绕组的电流反馈回到控制电路并与基准电压比较，按固定的同一脉冲宽度产生该脉冲的相对位置被控制后的控制信号，提供给H桥的半导体开关，调整对负载的供电。检测出变压器的次级绕组的电压，进行过电压保护。
另外，已知有一种是检测出流向CCFL的电流，通过调整脉冲宽度调制(PWM)的占空(duty)，来调整逆变器电源装置的间歇动作的点亮/熄灭的时间比，从而使得该电流为规定值(参考专利文献3)。
专利文献1
特开平10-50489号公报
专利文献2
美国专利第6259615号说明书
专利文献3
特开2002-221701号公报
专利文献1，2的逆变器中，通过控制半导体开关的接通期间，来控制对负载的供电，以使得流向负载的电流为规定值。为减小对负载的供电，将接通半导体开关的控制脉冲的宽度变窄，但变窄控制脉冲的宽度、稳定小的功率来提供给负载是有限的。因此，难以将作为负载的CCFL的调光范围扩展到下限方向。
专利文献3的逆变器中，控制间歇动作的点亮(接通)/熄灭(断开)的时间比，但仅靠间歇动作难以进行精细的调光。
发明内容
因此，本发明目的是提供一种逆变器及其控制器IC，在对设在次级绕组连接负载的变压器的初级绕组上的半导体开关电路的各开关进行脉冲宽度调制(PWM)及恒流控制的同时，可选择基于模拟信号和数字信号的间歇动作的控制，扩大可适用的范围，同时扩大可向负载供电的范围，可进行更加精细的控制。
目的是提供一种进行脉冲宽度调制(PWM)并且进行恒流控制的同时，也可进行基于模拟信号的间歇动作和基于数字信号的间歇动作之一的控制的控制器IC。
权利要求1所述的逆变器的特征在于，包括：具有初级绕组和至少一个次级绕组的变压器TR；从直流电源BAT向上述初级绕组的第一方向和第二方向上流过电流的半导体开关电路101～104；检测流过连接于上述次级绕组的负载FL的电流的电流检测电路；产生三角波信号CT的三角波信号产生部；比较基于上述电流检测电路的电流检测信号IS的误差信号FB和上述三角波信号CT并产生PWM控制信号的PWM控制信号产生部；包含间歇动作用三角波信号振荡电路202和间歇动作用电容器131、产生间歇动作用三角波信号BCT的间歇动作用三角波信号产生部；比较上述间歇动作用三角波信号BCT和连续值的占空信号Va-du、产生间歇动作信号BRT的比较部221；和根据上述间歇动作信号BRT，在间歇动作断开时将上述误差信号FB实质上设定为零的间歇动作控制部，根据上述PWM控制信号开关上述半导体开关电路。
权利要求2所述的逆变器的特征在于，包括：具有初级绕组和至少一个次级绕组的变压器TR；从直流电源BAT向上述初级绕组的第一方向和第二方向上流过电流的半导体开关电路101～104；检测流过连接于上述次级绕组的负载FL的电流的电流检测电路；产生三角波信号CT的三角波信号产生部；比较基于上述电流检测电路的电流检测信号IS的误差信号FB和上述三角波信号CT并产生PWM控制信号的PWM控制信号产生部；包含间歇动作用三角波信号振荡电路202和电阻131A、产生间歇动作用恒压BCV的间歇动作用恒压产生部；比较上述间歇动作用恒压BCV和脉冲状的占空信号Vd-du、产生间歇动作信号BRT的比较部221；和根据上述间歇动作信号BRT，在间歇动作断开时将上述误差信号FB实质上设定为零的间歇动作控制部，根据上述PWM控制信号开关上述半导体开关电路。
权利要求3所述的逆变器是权利要求1或2所述的逆变器，其特征在于，上述PWM控制信号产生部包括：比较上述电流检测信号IS和基准电压并产生上述误差信号FB的误差放大器211、输入上述误差信号FB和上述三角波信号CT并产生上述PWM控制信号的PWM比较器214、和包含向上述电流检测信号IS反馈上述误差信号FB的反馈用电容器136的反馈电路，
上述间歇动作控制部在间歇动作断开时，在上述误差信号FB为零的方向上对上述反馈用电容器136进行电荷充电，在间歇动作接通时，在上述误差信号FB增加的方向上使上述反馈用电容器136的电荷放电。
权利要求4所述的控制器IC是控制驱动负载FL的半导体开关电路101～104的控制器IC200，其特征在于，包括：
产生三角波信号CT的三角波信号振荡电路201；
比较基于检测出流向上述负载FL的电流的电流检测信号IS的误差信号FB和上述三角波信号CT并产生PWM控制信号的PWM控制信号产生电路；
与外部的间歇动作用电容器131耦合时产生间歇动作用三角波信号BCT、与外部的电阻131A耦合时产生间歇动作用恒压BCV的间歇动作用三角波信号振荡电路202；
比较上述间歇动作用三角波信号振荡电路202产生的间歇动作用三角波信号BCT或间歇动作用恒压BCV和从外部输入的连续值的占空信号Va-du或脉冲状的占空信号Vd-du，并产生间歇动作信号BRT的比较部221；和
根据上述间歇动作信号BRT，在间歇动作断开时将上述误差信号FB实质上设定为零的间歇动作控制部，
输出根据上述PWM控制信号开关上述半导体开关电路的驱动信号。
权利要求5所述的控制器IC是根据权利要求4所述的控制器IC，其特征在于，上述PWM控制信号产生电路包括：比较上述电流检测信号IS和基准电压并产生上述误差信号FB的误差放大器211、输入上述误差信号FB和上述三角波信号CT并产生上述PWM控制信号的PWM比较器214、和连接向上述电流检测信号IS反馈上述误差信号FB的反馈用电容器136的反馈电路，
上述间歇动作控制部在间歇动作断开时，在上述误差信号FB为零的方向上对上述反馈用电容器136进行电荷充电，在间歇动作接通时，在上述误差信号FB增加的方向上使上述反馈用电容器136的电荷放电。
权利要求6所述的控制器IC是根据权利要求4或5所述的控制器IC，其特征在于，包括：连接上述间歇动作用电容器131或电阻131A的间歇动作端子2P、输入上述连续值的占空信号Va-du或脉冲状的占空信号Vd-du的输入端子1P。
附图说明
图1是本发明的实施例的逆变器的整体结构图；
图2是图1的控制器IC的内部结构图；
图3是关于脉冲串模式的说明用的电路图；
图4是表示模拟调光时的结构的图；
图5是说明模拟调光时的动作的时序图；
图6是表示数字调光时的结构的图；
图7是说明数字调光时的动作的时序图。
具体实施方式
下面参考附图说明本发明的从直流电源产生驱动负载的交流电压的逆变器及其控制器IC的实施例。
图1是表示使用绝缘变压器、全桥(H桥)开关电路进行PWM控制的本发明的实施例的逆变器的整体结构的图，图2是表示逆变器控制用的控制器IC的内部结构的图。
图1中，由作为第一开关的P型MOSFET(下面叫PMOS)101和作为第二开关的N型MOSFET(下面叫NMOS)102形成流向变压器TR的初级绕组105的第一方向的电流路径。由作为第三开关的PMOS103和作为第四开关的NMOS104形成流向变压器TR的初级绕组105的第二方向的电流路径。这些PMOS101，103、NMOS102，104分别具有体二极管(body diode)(即，背栅二极管)。通过该体二极管可流过方向与本来的电流路径相反的电流。可另外设置实现与体二极管相同功能的二极管。
直流电源BAT的电源电压VCC经PMOS101，103、NMOS102，104供给变压器TR的初级绕组105，在其次级绕组106中感应出对应绕组比的高电压。该感应的高电压供给冷阴极荧光灯FL，冷阴极荧光灯FL点亮。
电容器111、电容器112与电阻117、电阻118一起检测施加在冷阴极荧光灯FL上的电压，反馈回到控制器IC200。电阻114、电阻115检测出流向冷阴极荧光灯FL的电流，反馈回到控制器IC200。电容器111用于借助其电容和变压器TR的电感成分共振，冷阴极荧光灯FL的寄生电容也有助于该共振。113，116，119，120是二极管。151，152是电源电压稳定用的电容器。
控制器IC200具有多个输入输出管脚。第一管脚1P是PWM模式和间歇动作(下面叫做脉冲串)模式的切换端子，从外部输入决定这些模式的切换和脉冲串模式时的占空的占空信号DUTY。第二管脚2P是脉冲串模式振荡器(BOSC)的振荡频率设定电容连接端子，连接设定用电容器131，产生脉冲串用三角波信号BCT。
第三管脚3P是PWM模式振荡器(OSC)的振荡频率设定电容连接端子，连接设定用电容器132，产生PWM用三角波信号CT。第四管脚4P是第三管脚3P的充电电流设定电阻连接端子，连接设定用电阻133，流过对应其电位RT和电阻值的电流。第五管脚5P是接地端子，处于接地电位GND。
第六管脚6P是第三管脚3P的充电电流设定电阻连接端子，连接设定用电阻134，通过内部电路的控制，该电阻134并联连接于设定用电阻133或与其断开，其电位SRT为接地电位GND或第四管脚4P的电位RT。第七管脚7P是计时器锁存器设定电容连接端子，连接决定内部的保护动作用的动作时限的电容器135，产生对应电容器135的电荷的电位SCP。
第九管脚9P经电阻140输入与流向冷阴极荧光灯FL的电流相适应的电流检测信号(下面叫检测电流)IS，输入第一误差放大器。第八管脚8P是第一误差放大器输出端子，该第八管脚8P和第九管脚9P之间连接电容器136。第八管脚8P的电位为反馈电压FB，为用于PWM控制的控制电压。下面，各电压只要不作出特别说明，接地电位为基准电位。
第十管脚10P经电阻139输入与施加在冷阴极荧光灯FL的电压相适应的电压检测信号(下面叫检测电压)VS，输入第二误差放大器。第十管脚10P与第八管脚8P之间连接电容器137。
第十一管脚11P是启动和启动时间设定端子，通过电阻143和电容器142施加将启动信号ST延迟了的信号STB。第十二管脚12P是慢启动设定电容连接端子，与地之间连接有电容器141，产生启动时慢慢上升的慢启动用的电压SS。
第十三管脚13P是同步用端子，与其他控制器IC协同动作时，与其连接。第十四管脚14P是内部时钟输入输出端子，与其他控制器IC协同动作时，与其连接。
第十五管脚15P是外加FET驱动器电路的接地端子。第十六管脚16P是输出NMOS102的栅极驱动信号N1的端子。第十七管脚17P是输出NMOS104的栅极驱动信号N2的端子。第十八管脚18P是输出PMOS103的栅极驱动信号P2的端子。第十九管脚19P是输出PMOS101的栅极驱动信号P1的端子。第二十管脚20P是输入电源电压VCC的电源端子。
在表示控制器IC200的内部结构的图2中，OSC块201产生由连接第三管脚3P的电容器132和连接第四管脚4P的电阻133，134决定的PWM三角波信号CT，供给PWM比较器214，同时产生内部时钟，供给逻辑块203。
BOSC块202是脉冲串用三角波信号振荡电路，产生由连接第二管脚2P的电容器131决定的脉冲串用三角波信号BCT。BCT频率设定得明显低于CT频率(BCT频率＜CT频率)。比较器221比较供给第一管脚1P的模拟(直流电压)的占空信号DUTY和三角波信号BCT，用该比较输出经“或”门电路239驱动NPN晶体管(下面叫NPN)234。向第一管脚1P供给数字(PWM形式)的占空信号DUTY时，第二管脚2P上连接电阻，从BOSC块202产生脉冲串用规定电压。
逻辑块203被输入PWM控制信号等，根据规定的逻辑生成开关驱动信号，经输出块204将栅极驱动信号P1，P2，N1，N2施加到PMOS101，103、NMOS102，104的栅极。
慢启动块205被输入启动信号ST，当作为通过电容器142、电阻143缓缓上升的电压STB的比较器217的输入超出其基准电压Vref6时，由比较器217的输出启动。比较器217的输出可驱动逻辑块203。249是反转电路。通过比较器217的输出，经“或”门电路243复位触发(FF)电路242。慢启动块205启动时，慢启动电压SS缓缓上升，并作为比较输入被输入到PWM比较器214中。因此，启动时，PWM控制根据慢启动电压SS进行。
启动时，比较器216在输入超出基准电压Vref5的时刻经“或”门电路247断开NMOS246。由此，断开电阻134，变更PWM用三角波信号CT的频率。比较器213的输出也输入到“或”门电路247。
第一误差放大器211中输入与冷阴极荧光灯FL的电流成比例的检测电流IS，与基准电压Vref2(例如1.25V)比较，通过对应其误差的输出控制连接恒流源I1的NPN235，该NPN235的集电极连接第八管脚8P，该连接点的电位为反馈电压FB，并作为比较输入被输入到PWM比较器214中。
在PWM比较器214中，比较三角波信号CT和反馈电压FB或慢启动电压SS中的较低的一个电压，产生PWM控制信号，经“与”门电路248供给逻辑块203。启动结束后的恒定状态下，比较三角波信号CT和反馈电压FB，进行自动控制，使得设定的电流流向冷阴极荧光灯FL。
由于第八管脚8P和第九管脚9P之间连接电容器136，反馈电压平滑地增加或减少。因此PWM控制没有冲击地平滑地进行。
第二误差放大器212中输入与冷阴极荧光灯FL的电压成比例的检测电压VS，与基准电压Vref3(例如1.25V)比较，通过对应其误差的输出，控制双集电极中的一个连接恒流源I1的双集电极结构的NPN238。该NPN238的集电极仍与第八管脚8P相连，因此也通过检测电压VS控制反馈电压FB。反馈电压FB超出基准电压Vref1(例如3V)时，PNP晶体管(下面叫PNP)231接通，限制反馈电压FB的过度上升。
比较器215比较用电阻240，241分压电源电压VCC得到的电压与基准电压Vref7(例如2.2V)，在电源电压VCC到达规定值的时刻，反转其输出，经“或”门电路243复位FF电路242。
比较器218比较慢启动电压SS和基准电压Vref8(例如2.2V)，电压SS大时，经“与”门电路224和“或”门电路239接通NPN234。通过NPN234的接通，二极管232通过电流源I2被逆向偏流，其结果是可进行第一误差放大器211的通常动作。
比较器219在双集电极的另一个连接恒流源I3的NPN238由第二误差放大器212接通时，其电压低于基准电压Vref9(例如3.0V)，反转比较输出。比较器220比较反馈电压FB和基准电压Vref10(例如3.0V)，反馈电压FB高时，反转比较输出。比较器219，220的输出和比较器218的输出的反转信号经“或”门电路245施加到计时器块206上，测试规定时间后输出。通过该计时器块206的输出设定FF242，通过该FF242的Q输出停止逻辑块203的动作。
接着，参考图3～图7说明如上构成的逆变器的动作，尤其是占空信号DUTY按连续值的占空信号Va-du供给的模拟调光时和按脉冲状的占空信号Vd-du供给的数字调光时的各脉冲串模式时的结构和动作。图3是从图1和图2取出与启动时的慢启动和脉冲串模式有关的部分的说明用的电路图。图4是将模拟调光时的结构与BOSC块202的内部结构一起表示的图，图5是说明其动作的时序图。图6是将数字调光时的结构与BOSC块202的内部结构一起表示的图，图7是说明其动作的时序图。
图3中，模拟调光时，作为占空信号DUTY，从外部供给连续值的模拟占空信号Va-du。该模拟调光的情况下，对应模拟占空信号Va-du，在BOSC块202上连接电容器131。通过连接该电容器131，从BOSC块202输出脉冲串用三角波信号BCT。在比较器221中，模拟占空信号Va-du与脉冲串用三角波信号BCT比较，输出间歇动作信号(脉冲串信号)BRT。脉冲串信号BRT为高(H)电平时，脉冲串接通，为低(L)电平时，脉冲串断开。
另一方面，数字调光时，作为占空信号DUTY，从外部供给例如由来自个人计算机的数字数据形成的脉冲状(PWM形式)的数字占空信号Vd-du。该数字调光的情况下，对应数字占空信号Vd-du，在BOSC块202上连接电阻131A。通过连接该电阻131A，从BOSC块202输出脉冲串用恒压信号BCV。在比较器221中，数字占空信号Vd-du与脉冲串用恒压信号BCV比较，输出脉冲串信号BRT。脉冲串信号BRT为H、L电平时，同样脉冲串接通、断开。
参考表示模拟调光时的结构的图4说明BOSC块202的内部结构和其动作。
电流值Ib的恒流源IB1串联连接NPNQB1，电流值2·Ib的恒流源IB2串联连接NPNQB2。这两个晶体管的基极彼此连接，NPNQB2的集电极与基极连接。由此，两个晶体管QB1，QB2成为电流镜结构。与NPNQB2并联连接开关SW，该开关SW在其操作信号为H电平时接通、为L电平时断开，使用例如NPN、NMOS。
恒流源IB1和NPNQB1的连接点的电压供给比较器CP1的(-)输入端子和比较器CP2的(+)输入端子。比较器CP1的基准电压Vb1设定得大于比较器CP2的基准电压Vb2(Vb1＞Vb2)，比较器CP1、比较器CP2的输出输入到设定—复位型触发电路FF中。该触发电路FF的输出作为开关SW的操作信号供给。该例中，触发电路FF使用2个与非电路NAND1，NAND2构成。
模拟调光时，BOSC块202的恒流源IB1上连接电容器131。触发电路FF的输出为H电平、开关SW接通时，恒流Ib流入电容器131中，其电压增加。电容器131的充电电压到达基准电压Vb1时，比较器CP1的输出反转(H→L)，触发电路FF的输出从H电平变为L电平。
触发电路FF的输出为L电平、开关SW断开时，恒流源IB1的恒流Ib和来自电容器131的恒流Ib流入NPNQB1中，电容器131的电压减少。电容器131的充电电压到达基准电压Vb2时，比较器CP2的输出反转(H→L)，触发电路FF的输出从L电平变为H电平。
这样，电容器131的电压在基准电压Vb1和基准电压Vb2之间增加或减少，其周期具有由恒流Ib和电容器131的电容决定的周期，产生脉冲串用三角波信号BCT。
接着，参考表示数字调光时的结构的图6说明BOSC块202的动作。
数字调光的情况下，BOSC块202的恒流源IB1上连接电阻131A。脉冲串用恒压信号BCV由电阻131A的电阻值和恒流Ib的积决定，但其大小设定为处于基准电压Vb1和基准电压Vb2之间(Vb1＞BCV＞Vb2)。因此，电阻131A的电阻值通过与恒流Ib的关系进行决定，以满足这种条件。
此时，触发电路FF的输出为H电平、开关SW接通，恒流Ib流入电阻131A中，产生其脉冲串用恒压BCV。当然恒压BCV不变化，从而触发电路FF的输出固定为H电平。即便触发电路FF的输出最初为L电平，也马上反转为H电平，并保持该状态。
首先，关于模拟调光的情况，说明启动后的动作。在电源电压VCC被供给控制器IC200的状态下，启动信号ST变为H电平时，根据由电阻143、电容器142形成的时间常数，信号STB上升，超出基准电压Vref6时，比较器217的输出从H电平变为L电平。由此，解除了系统断开，向控制器IC200内的其他部分供给电源电压。
从比较器217向作为慢启动电路的启动块205供给L电平的输出时，启动块205内部的恒流源被驱动，其恒流开始流入电容器141中。通过该恒流电容器141被充电，慢启动电压SS开始上升。即，开始启动时的慢启动。
输入PWM比较器214的2个(-)输入端子之一的反馈电压FB被供给电源电压VCC，通过由恒流源I1、NPN235、NPN238所构成的公共电路变为高值(上限值)。该反馈电压FB的值通过PNP231和基准电压Vref1，被限制为一定值。
在PWM比较器214中，比较慢慢上升的慢启动电压SS和三角波信号CT，输出对应慢启动电压SS的值的PWM控制信号PWM1。PWM比较器214在三角波信号CT小于慢启动电压SS和反馈电压FB时，输出H电平的PWM控制信号PWM。根据该PWM控制信号PWM在逻辑块203、输出块204中形成栅极驱动信号P1～N2，供给MOSFET101～104，执行逆变动作。
作为逆变器的负载的冷阴极荧光灯FL直到施加的电压变为规定值以前都不点亮，因此在慢启动的最初阶段，输出电压Vo随着慢启动电压SS的上升而上升。因此，不会像以往那样，随着处于上限值的反馈电压FB，有过大的输出电压Vo(例如2000～2500V)施加在冷阴极荧光灯FL上。也不会随着过大的输出电压Vo的施加产生冲击电流，因此明显降低对冷阴极荧光灯FL、逆变器的主电路部件(MOSFET101～104、变压器TR、电池BAT等)产生的损伤和破坏。
检测出输出电压Vo、输出电流Io，该检测电压VS、检测电流IS在第一误差放大器211、第二误差放大器212中与基准电压Vref2、基准电压Vref3相比，用其比较输出来控制NPN235、NPN238。控制NPN235、NPN238时，反馈电压FB从上限值开始降低。
输出电压Vo上升、到达启动电压(约1000V)时，输出电流Io开始流动，冷阴极荧光灯FL点亮，同时输出电压Vo降低到动作电压(约600V)。该时刻，也不会有过大的冲击电流流过。并且，输出电流Io缓缓上升，另一方面，输出电压Vo基本维持在一定的动作电压。反馈电压FB在输出电压Vo或输出电流Io上升、NPN235、NPN238被控制时，通过经反馈用的电容器136，137的反馈作用，从上限值缓缓降低。
慢启动电压SS上升的同时，输出电流Io增加，反馈电压FB降低。在反馈电压FB等于慢启动电压SS的时刻，PWM比较器214中与三角波信号CT的比较对象从此前的慢启动电压SS移动到反馈电压FB。由此，慢启动结束。该慢启动需要的时间由于从冷阴极荧光灯FL停止的状态开始上升，因此比较长。
输出电流Io被恒定控制为由基准电压Vref2决定的规定值。冷阴极荧光灯FL的明亮度由流过其的电流决定，为维持该电流，施加大致一定的动作电压。因此，电压Vo在启动时为点亮冷阴极荧光灯FL而被施加高的电压，一旦点亮后可以是低的动作电压。因此在稳定状态下反馈电压FB根据输出电流Io决定。
逆变器停止时，为准备再度启动，在启动块205内部设置对电容器141的存储电荷放电的放电电路。该放电可通过例如启动信号ST进行。
接着说明脉冲串模式。模拟调光的脉冲串模式情况下，在向控制器IC200提供电源电压VCC的状态下，从由作为脉冲串用三角波信号振荡电路的BOSC块202、电容器131构成的脉冲串用三角波信号产生部产生规定频率的脉冲串用三角波信号BCT。脉冲串模式的控制通过变更模拟占空信号Da-du的电平、与脉冲串用三角波信号BCT是否交叉以及调整交叉的时间来进行。
参考图5，模拟占空信号Da-du超出脉冲串用三角波信号BCT的接通期间(ON DUTY)进行PWM控制。另一方面，模拟占空信号Da-du低于脉冲串用三角波信号BCT的断开期间(OFF DUTY)停止PWM控制，停止向冷阴极荧光灯FL供电。
PWM用三角波信号CT的频率例如为120kHz，由于用频率为例如150Hz的三角波信号BCT对其进行脉冲串控制，所以视觉上没有任何问题。并且，通过控制模拟占空信号Da-du的大小，超出通过PWM控制可向冷阴极荧光灯FL供给的范围，可进一步在宽范围进行供电，即可进行光量控制。
具体说，观察电路动作时，参考图3，图4，断开期间中，作为比较器22 1的输出的脉冲串信号BRT处于L电平，NPN234断开。
由此，二极管232被恒流源I2正向偏置，反馈电路的电容器136经二极管232从恒流源I2充电。因此，检测电流IS变为高值，第一误差放大器211的误差输出处于高电平，NPN235接通，因此反馈电压FB基本为零电压。
PWM比较器214比较2个负(-)输入中低的一个的电压和正(+)的三角波信号CT，因此在断开期间，不输出PWM控制信号。
在时刻t1，从断开期间向接通期间移动时，脉冲串信号BRT从L电平变化为H电平，NPN234接通。由此，从二极管232被恒流源I2正向偏置的状态解除出来。
向电容器136充电的电荷经由恒流源I1、电容器136、电阻140、电阻116的路径被放电。随着该电容器136的电荷放电，检测电流IS缓缓降低，反馈电压FB同样缓缓上升。并且，到达检测电流IS为设定的规定值的状态，进行通常的PWM控制。
这样，从断开期间向接通期间移动时，反馈电压FB从基本为零电压经过电容器136的放电动作的时间(图5中用α表示)缓缓上升。因此，PWM控制信号的脉冲宽度也从狭窄的状态慢慢变宽，因此输出电流Io慢启动并缓缓增加。从而，不会产生随着向接通期间的移动而发生的输出电流Io的过冲(overshoot)。
接通期间，脉冲串信号BRT为H电平，NPN234接通，二极管232被逆向偏置并且断开。此时，第一误差放大器211产生对应输入的检测电流IS的输出，控制NPN235的导通程度。由此，从PWM比较器214向逻辑块203供给PWM控制信号，输出栅极驱动信号P1～N2，对PMOS101，103、NMOS102，104进行PWM控制。
在时刻t2，从接通期间向断开期间移动时，脉冲串信号BRT从H电平变化为L电平，NPN234断开。由此，二极管232通过恒流源I2被正向偏置。
并且，电容器136经由恒流源I2、电容器136、NPN235的路径被充电。随着对该电容器136的电荷充电，检测电流IS缓缓上升，反馈电压FB同样缓缓降低(图5中用β表示)。检测电流IS变为上限值(恒流源I2的电源电压；3V)，反馈电压FB基本为零电压。此时，停止PWM控制。
这样，从接通期间向断开期间移动时，反馈电压FB从大致PWM控制下的值在电容器136的充电动作的时间内缓缓降低。即，慢结束。因此，PWM控制信号的脉冲宽度也从通常的控制状态慢慢变窄。从而，随着向断开期间的移动，输出电流Io慢慢减少。
脉冲串模式中，与启动时不同，冷阴极荧光灯FL已经为点亮状态，因此慢启动和慢结束花费的时间比启动时的慢启动需要的时间短。
而且，把启动时的软启动用的电路用于脉冲串模式的慢启动和慢结束时，上升需要的时间α、下降需要的时间β加长，难以正确进行负载控制。相反，把脉冲串模式下的慢启动和慢结束中使用的电路用于启动时的软启动的情况下，不能有效抑制启动时的冲击电流。
脉冲串的慢启动和慢结束利用设置在反馈电路中的电容器136进行，决定其时间。因此不用另外设置其他电路部件，利用为进行PWM控制而设置的电路元件可适当进行慢启动和慢结束。
接着参考图3，图6和图7说明数字调光时的动作。此时，与已经详细说明的模拟调光的情况相比，仅截止到形成脉冲串信号BRT之前不同，其他动作相同。因此仅说明不同点。
由于是数字调光的脉冲串模式，从由作为脉冲串用三角波信号振荡电路的BOSC块202、电阻131A构成的脉冲串用恒压信号产生部产生规定电压的脉冲串用恒压信号BCV。脉冲串模式的控制变更数字占空信号Dd-du的脉冲宽度、脉冲的频率和脉冲的有无。通过这些变更，调整数字占空信号Dd-du处于大于脉冲串用恒压信号BCV的值的时间，进行调光。
参考图7，数字占空信号Dd-du超出脉冲串用恒压信号BCV的接通期间(ON DUTY)进行PWM控制。另一方面，数字占空信号Dd-du低于脉冲串用恒压信号BCV的断开期间(OFF DUTY)停止PWM控制，停止向冷阴极荧光灯FL供电。
从断开期间(OFF DUTY)向接通期间(ON DUTY)移动的时刻t1和从接通期间(ON DUTY)向断开期间(OFF DUTY)移动的时刻t2的脉冲串信号BRT、检测电流IS、反馈电压FB、输出电流Io等的各信号也发生与图5的模拟调光的情况下同样的变化。该数字调光中，可与模拟调光同样动作，此外，通过数字控制，可高精度进行调光。
这样，通过在控制器IC200的BOSC块202上选择外加电容器131和电阻131A，可进行模拟调光和数字调光的两个方式的调光。直接利用用于产生脉冲串用三角波信号BCT的BOSC块202，可形成数字调光用的脉冲串用恒压信号BCV，因此不需要为进行数字调光而专门设置恒压电路。
发明效果
根据本发明，在进行PWM控制使得向负载供给的电流为恒流的逆变器及其控制器IC中，通过对半导体开关电路的各开关进行PWM控制及恒流控制，同时兼用间歇动作的控制，加宽可向负载供电的范围，并且可进行更精细的功率控制。通过在间歇动作断开时将用于PWM的误差信号实质上设置为零来控制间歇动作，所以可采用简单结构。
对应外部连接电容器或电阻来配备产生间歇动作用三角波信号或间歇动作用恒压的间歇动作用三角波信号振荡电路，因此可对应从外部输入的连续值的占空信号Va-du或脉冲状的占空信号Vd-du进行模拟调光和数字调光中的一个调光控制。
间歇动作的控制是在转移为间歇动作断开时在PWM控制的误差信号为零的方向上对反馈电路中包含的电容器充电，在转移为间歇动作接通时在该误差信号从零开始增加的方向上使该电容器电荷放电。由此，间歇动作断开时和接通时，PWM控制的误差信号缓缓减少或缓缓增加。因此，间歇动作接通时、断开时，PWM的恒流控制都可通过慢启动、慢结束进行，从而抑制了控制状态的急剧变动，可降低输出电流的过量和变压器的共鸣声。
间歇动作的慢启动、慢结束利用对反馈电路的电容器的充放电进行，从而可相对逆变器启动时的慢启动另外设定为任意的短时间。因此，可进行适合于间歇动作的慢启动、慢结束。

Claims (6)

1.一种直流—交流变换装置，其特征在于，包括：
具有初级绕组和至少一个次级绕组的变压器；
从直流电源向上述初级绕组的第一方向和第二方向上流过电流的半导体开关电路；
检测流过连接于上述次级绕组的负载的电流的电流检测电路；
产生三角波信号的三角波信号产生部；
比较基于上述电流检测电路的电流检测信号的误差信号和上述三角波信号并产生PWM控制信号的PWM控制信号产生部；
包含间歇动作用三角波信号振荡电路和间歇动作用电容器、产生间歇动作用三角波信号的间歇动作用三角波信号产生部；
比较上述间歇动作用三角波信号和连续值的占空信号、产生间歇动作信号的比较部；和
根据上述间歇动作信号，在间歇动作断开时将上述误差信号实质上设定为零的间歇动作控制部，
根据上述PWM控制信号开关上述半导体开关电路。
2.一种直流—交流变换装置，其特征在于，包括：
具有初级绕组和至少一个次级绕组的变压器；
从直流电源向上述初级绕组的第一方向和第二方向上流过电流的半导体开关电路；
检测流过连接于上述次级绕组的负载的电流的电流检测电路；
产生三角波信号的三角波信号产生部；
比较基于上述电流检测电路的电流检测信号的误差信号和上述三角波信号并产生PWM控制信号的PWM控制信号产生部；
包含间歇动作用三角波信号振荡电路和电阻、产生间歇动作用恒压的间歇动作用恒压产生部；
比较上述间歇动作用恒压和脉冲状的占空信号、产生间歇动作信号的比较部；和
根据上述间歇动作信号，在间歇动作断开时将上述误差信号实质上设定为零的间歇动作控制部，
根据上述PWM控制信号开关上述半导体开关电路。
3.根据权利要求1或2所述的直流—交流变换装置，其特征在于，上述PWM控制信号产生部包括：比较上述电流检测信号和基准电压并产生上述误差信号的误差放大器、输入上述误差信号和上述三角波信号并产生上述PWM控制信号的PWM比较器、和包含向上述电流检测信号反馈上述误差信号的反馈用电容器的反馈电路，
上述间歇动作控制部在间歇动作断开时，在上述误差信号为零的方向上对上述反馈用电容器充电电荷，在间歇动作接通时，在上述误差信号增加的方向上使上述反馈用电容器的电荷放电。
4.一种控制器IC，控制驱动负载的半导体开关电路，其特征在于，包括：
产生三角波信号的三角波信号振荡电路；
比较基于检测出流向上述负载的电流的电流检测信号的误差信号和上述三角波信号并产生PWM控制信号的PWM控制信号产生电路；
与外部的间歇动作用电容器耦合时产生间歇动作用三角波信号、与外部的电阻耦合时产生间歇动作用恒压的间歇动作用三角波信号振荡电路；
比较上述间歇动作用三角波信号振荡电路产生的间歇动作用三角波信号或间歇动作用恒压和从外部输入的连续值的占空信号或脉冲状的占空信号，并产生间歇动作信号的比较部；和
根据上述间歇动作信号在间歇动作断开时将上述误差信号实质上设定为零的间歇动作控制部，
输出根据上述PWM控制信号开关上述半导体开关电路的驱动信号。
5.根据权利要求4所述的控制器IC，其特征在于，上述PWM控制信号产生电路包括：比较上述电流检测信号和基准电压并产生上述误差信号的误差放大器、输入上述误差信号和上述三角波信号并产生上述PWM控制信号的PWM比较器、和连接向上述电流检测信号反馈上述误差信号的反馈用电容器的反馈电路，
上述间歇动作控制部在间歇动作断开时，在上述误差信号为零的方向上对上述反馈用电容器充电电荷，在间歇动作接通时，在上述误差信号增加的方向上使上述反馈用电容器的电荷放电。
6.根据权利要求4或5所述的控制器IC，其特征在于，包括：连接上述间歇动作用电容器或电阻的间歇动作端子、输入上述连续值的占空信号或脉冲状的占空信号的输入端子。
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