CN101048932A - 控制器ic、直流－交流变换装置以及直流－交流变换装置的并行运行系统 - Google Patents

控制器ic、直流－交流变换装置以及直流－交流变换装置的并行运行系统 Download PDF

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Abstract

向一次绕组的中央抽头供给直流电源电压，并设置有在该一次绕组的各两端和公共电位点之间交替地导通的第一、第二半导体开关，通过对负载中的电流进行反馈而对各半导体开关进行PWM控制。此外，在一次绕组的中央抽头和接地之间分别连接有缓冲电路，从而降低切换时的异常的高电压。此外，设置有与第一、第二半导体开关对应的PWM比较器，从而能够简单地进行多个逆变器的并行运行。

Description

控制器IC、直流-交流变换装置以及直流-交流变换装置的并行运行系统
技术领域
本发明涉及从电器附属的电源适配器或电池等的直流电源，产生用于驱动负载的交流电压的直流-交流变换装置(以下称作逆变器)、用于该逆变器的控制器IC以及多个逆变器的并行运行系统。
背景技术
作为笔记本计算机的液晶监视器、液晶电视接收机等的液晶显示器的背光光源，可采用冷阴极荧光灯(CCFL)。该CCFL，一般来说具有比通常的热阴极荧光灯更高的效率和长的寿命，而且省去了热阴极荧光灯所具有的灯丝(filament)。
为了使该CCFL起动以及运行，需要很高的交流电压。例如，起动电压为约1000V，工作电压为约600V。使用逆变器，来从笔记本计算机或液晶电视接收机等中的直流电源中产生该较大的交流电压。
以往，作为CCFL用逆变器，一般采用罗耶尔(Royer)电路。该罗耶尔电路由可饱和磁芯变压器、控制晶体管等构成，并且根据可饱和磁芯变压器的非线性导磁率、控制晶体管的非线性电流增益特性来进行自振荡。罗耶尔电路自身不需要外部时钟和驱动电路。
但是，罗耶尔电路基本上为恒定电压逆变器，在输入电压和负载电流变化的情况下，无法维持恒定输出电压。因此，需要用于向罗耶尔电路供给电力的调节器。根据上述内容，采用罗耶尔电路的逆变器难以小型化，此外电力变换效率也较低。
提出了采用具有向中央抽头(centre tap)供给直流电压的一次绕组和交流电压输出用的二次绕组的中央抽头型变压器的逆变器(参照特表2002-500427号公报以及特开平6-14556号公报)。
特表2002-500427号公报的逆变器，向一次绕组的中央抽头供给直流电压，在一次绕组的各端和接地之间分别具有半导体开关，这些半导体开关交替导通/断开(ON/OFF)。设置有对提供给该逆变器的直流电压进行PWM控制的PWM控制装置。然后，通过由该PWM控制装置进行的直流电流的控制，对从逆变器向负载供给的电力进行控制。
特开平6-14556号公报的逆变器，具备：升压变压器，其具有将直流电源与中央抽头连接的一次绕组、交流电压输出用的二次绕组和反馈用的三次绕组；共振电容器，其与该升压变压器的一次绕组的两端间连接，在与该一次绕组的电感之间构成LC共振电路；一对半导体开关，其一端侧分别与该共振电容器的不同端部连接，另一端侧接地，通过三次绕组的输出电压交替地导通、断开；以及，连接至该LC共振电路内的可变电感器。并且，通过控制可变电感器的电感，对逆变器的输出电压进行控制。
采用罗耶尔电路的装置存在难以小型化且变换效率低的问题。在特表2002-500427号公报中，在逆变器之外，另行需要用于对提供给该逆变器的直流电压进行PWM控制的PWM控制装置，因此作为直流-交流变换装置整体的结构变复杂且难以小型化。此外，由于在特开平6-14556号公报中，具备连接至LC共振电路内的可变电感器，并对其电感进行控制来控制输出电压，因此结构变复杂，且难以小型化。
还有，随着笔记本计算机的液晶监视器、液晶电视接收机等的液晶显示器的大画面化，逐渐需要分散配置多个CCFL作为背光光源。此时，由于来自多个CCFL的光互相干涉而闪烁等的原因，需要使各CCFL同步且以同相位点亮。
因此，考虑由分立元件电路构成逆变器，向多个CCFL供给同步的交流电力。
但是，由于通往CCFL的高电压的布线，需要缩短其缠绕距离来降低对其他装置的影响，另外，因为要将CCFL的寄生电容器有效地利用于与变压器等的共振中等原因，因此优选用于控制各CCFL的逆变器尽量接近该CCFL配置。
将特表2002-500427号公报以及特开平6-14556号公报作为关联技术来参照。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种直流-交流变换装置(逆变器)、用于该直流-交流变换装置的控制器IC以及将多个直流-交流变换装置同步并以同相控制的并行运行系统，其中，直流-交流变换装置为从直流电源产生用于驱动负载的交流电压的直流-交流变换装置，使用供给直流电压的具有带中央抽头一次绕组的变压器，能以简单的结构来细微地调整对负载的电力供给，并且适用于多个负载的并行运行。
本发明提供一种控制器IC，对驱动负载的第一半导体开关以及第二半导体开关进行控制，该控制器IC具有：振荡器模块，其在与频率决定用电容器以及频率决定用电阻器连接时，产生第一三角波信号、和具有将该第一三角波信号反相的关系的第二三角波信号；脉冲宽度调制电路，其通过对基于上述负载中的电流而形成的反馈信号、和上述第一三角波信号进行比较，来产生第一脉冲宽度调制信号，通过对上述反馈信号和上述第二三角波信号进行比较，来产生第二脉冲宽度调制信号；以及，驱动信号输出模块，其交替地输出基于上述第一脉冲宽度调制信号来导通上述第一半导体开关的第一开关驱动信号、和基于上述第二脉冲宽度调制信号来导通上述第二半导体开关的第二开关驱动信号，上述驱动信号输出模块，以在上述第一半导体开关导通的期间和上述第二半导体开关导通的期间之间，设置有上述第一半导体开关以及上述第二半导体开关双方都关断的关断期间的时序，产生上述第一开关驱动信号以及上述第二开关驱动信号。
在上述控制器IC中，没有与上述频率决定用电容器和上述频率决定用电阻器连接的上述振荡器模块，产生从外部供给的三角波信号和具有将该三角波信号反相的关系的三角波信号。
在上述控制器IC中，上述驱动信号输出模块，在从上述第一三角波信号的一个顶点的时刻起，到其之后的上述第一三角波信号和上述反馈信号相等的时刻为止的期间，输出上述第一开关驱动信号，在从上述第二三角波信号的上述一个顶点的时刻起，到其之后的上述第二三角波信号和上述反馈信号相等的时刻为止的期间，输出上述第二开关驱动信号。
本发明还提供一种直流-交流变换装置，具有：变压器，其具有带中央抽头的一次绕组和至少一个二次绕组，且上述中央抽头与直流电源的第一电位点连接；第一半导体开关，其被连接在上述一次绕组的一端和上述直流电源的第二电位点之间；第二半导体开关，其被连接在上述一次绕组的另一端和上述第二电位点之间；电流检测电路，其检测出与上述二次绕组连接的负载中的电流；振荡电路，其产生第一三角波信号和具有将该第一三角波信号反相的关系的第二三角波信号；脉冲宽度调制电路，其对基于由上述电流检测电路所检测出的电流而形成的反馈信号、和上述第一三角波信号进行比较，来产生第一脉冲宽度调制信号，对上述反馈信号和上述第二三角波信号进行比较，来产生第二脉冲宽度调制信号；驱动信号输出电路，其交替地输出基于上述第一脉冲宽度调制信号导通上述第一半导体开关的第一开关驱动信号、和基于上述第二脉冲宽度调制信号导通上述第二半导体开关的第二开关驱动信号，上述驱动信号输出电路，以在上述第一半导体开关导通的期间和上述第二半导体开关导通的期间之间，设置上述第一半导体开关以及上述第二半导体开关双方都关断的关断期间的时序，产生上述第一开关驱动信号以及上述第二开关驱动信号。
在上述直流-交流变换装置中，上述驱动信号输出电路，在从上述第一三角波信号的一个顶点的时刻起，到其之后的上述第一三角波信号和上述反馈信号相等的时刻为止的期间，输出上述第一开关驱动信号，在从上述第二三角波信号的上述一个顶点的时刻起，到其之后的上述第二三角波信号和上述反馈信号相等的时刻为止的期间，输出上述第二开关驱动信号。
在上述直流-交流变换装置中，具有：连接在上述一次绕组的一端和上述第二电位点之间的第一缓冲电路；以及，连接在上述一次绕组的另一端和上述第二电位点之间的第二缓冲电路。
在上述直流-交流变换装置中，具有：连接在上述一次绕组的一端和上述第一电位点之间的第一缓冲电路；以及，连接在上述一次绕组的另一端和上述第一电位点之间的第二缓冲电路。
在上述直流-交流变换装置中，上述第一电位点为施加上述直流电源的电源电压的接点，上述第二电位点为接地。
本发明还提供一种直流-交流变换装置的并行运行系统，具有多个直流-交流变换装置，这多个直流-交流变换装置，具有：变压器，其具有带中央抽头的一次绕组和至少一个二次绕组，且上述中央抽头与直流电源的第一电位点连接；第一半导体开关，其被连接在上述一次绕组的一端和上述直流电源的第二电位点之间；第二半导体开关，其被连接在上述一次绕组的另一端和上述第二电位点之间；电流检测电路，其检测出与上述二次绕组连接的负载中的电流；振荡电路，其在与频率决定用电容器以及频率决定用电阻器连接时，产生第一三角波信号和具有将该第一三角波信号反相的关系的第二三角波信号，并且在没有与上述频率决定用电容器以及上述频率决定用电阻器连接时，产生从外部供给的三角波信号和具有将该三角波信号反相的关系的三角波信号；脉冲宽度调制电路，其对基于由上述电流检测电路所检测出的电流而形成的反馈信号、和上述第一三角波信号进行比较，来产生第一脉冲宽度调制信号，对上述反馈信号和上述第二三角波信号进行比较，来产生第二脉冲宽度调制信号；以及，驱动信号输出电路，其交替地输出基于上述第一脉冲宽度调制信号导通上述第一半导体开关的第一开关驱动信号、和基于上述第二脉冲宽度调制信号导通上述第二半导体开关的第二开关驱动信号，上述驱动信号输出电路，以在上述第一半导体开关导通的期间和上述第二半导体开关导通的期间之间，设置上述第一半导体开关以及上述第二半导体开关双方都关断的关断期间的时序，产生上述第一开关驱动信号以及上述第二开关驱动信号，该直流-交流变换装置的并行运行系统中，只对上述多个直流-交流变换装置之中的一个，在振荡电路上连接上述频率决定用电容器以及上述频率决定用电阻器，具有与上述频率决定用电容器以及上述频率决定用电阻器连接的振荡电路的第一该直流-交流变换装置，仅将由上述振荡电路产生的第一三角波信号以及第二三角波信号中的上述第一三角波信号，向上述第一直流-交流变换装置以外的直流-交流变换装置提供，上述多个直流-交流变换装置，用上述第一三角波信号以及上述第二三角波信号，分别同步地进行同相位的脉冲宽度调制控制。
在上述直流-交流变换装置的并行运行系统中，上述频率决定用电阻器的电阻值，在上述直流-交流变换装置的起动时和起动后被设定为不同的值，在上述起动时所设定的电阻值，比在上述起动后设定的电阻值小。
发明效果
通过上述控制器IC、直流-交流变换装置以及直流-交流变换装置的并行运行系统，在从直流电源产生用于驱动负载的交流电压的直流-交流变换装置中，通过使用具有被供给直流电源电压的带中央抽头的一次绕组的变压器，设置在该一次绕组的各端和公共电位点间交替导通的第一半导体开关以及第二半导体开关，并对负载中的电流进行反馈来对各半导体开关进行脉冲宽度调制(PWM)控制，从而能够以简单的结构来细微地调整对负载的电力供给。
此外，脉冲宽度调制电路，通过第一三角波信号和反馈信号的比较来产生用于控制第一半导体开关的第一脉冲宽度调制信号，通过具有将第一三角波信号反相的关系的第二三角波信号和反馈信号之间的比较，来产生用于控制第二半导体开关的第二脉冲宽度调制信号。因此，由于在多个直流-交流变换装置并行运行时，只要在直流-交流变换装置间仅传送第一三角波信号即可，因此与以往的技术相比，能够更简单地取得多个直流-交流变换装置间的同步。
此外，在一次绕组的两端部和低阻抗点(即第二电位点或第一电位点)之间，分别设置有缓冲电路。因此，能够抑制在切换时施加在第一半导体开关以及第二半导体开关的异常的高电压的产生。尤其，在推挽结构中，由于始终施加电源电压的两倍的电压，因此对该异常电压的抑制尤其有效。
附图说明
图1为本发明的实施例的逆变器的整体结构的示意图。
图2为用于图1的逆变控制用IC200的内部结构的示意图。
图3为图2的PWM模块的电路结构例的示意图。
图4为图1的逆变器的时序图。
图5为本发明的逆变器并行运行系统的结构的示意图。
图6为表示图4的各时刻中的动作状态的图。
图7为本发明的逆变器中的变压器的一次绕组的电压波形图。
图8为作为关联技术的逆变器中的变压器的一次绕组的电压波形图。
图9为缓冲电路的另一结构例的示意图。
图中：TR-带中央抽头变压器；FL-冷阴极荧光灯；BAT-直流电源(电池电源)；101、102-第一、第二半导体开关；103、105-缓冲用电阻器；104、106-缓冲用电容器；200、200A～200N-逆变控制用IC；201-OSC模块；202-BOSC模块；203-逻辑模块；204-输出模块；250-PWM模块；251、252-第一、第二PWM比较器；VDD-电源电压；VCC-电源电压；N1、N2-栅极驱动信号；STB-起动信号；CT-PWM用第一三角波信号；CTI-PWM用第二三角波信号；FB-反馈电压；IS-检测电流；SS-缓慢起动(slow start)电压；BCT-突发(burst)用三角波信号；DUTY-突发用占空信号。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的、从直流电源产生用于驱动负载的交流电压的逆变器以及该逆变器的并行运行系统的实施例进行说明。
图1为表示使用具备带中央抽头一次绕组和二次绕组的绝缘变压器TR、半导体开关电路来进行PWM控制的、本发明的实施例的逆变器的全体结构的图。图2为用于图1的逆变控制用IC200的内部结构的图。
在图1中，变压器TR，为一次绕组107具有中央抽头T、位于一端的端子(以下称为第一端子)A和位于另一端的端子(以下称为第二端子)B，且具备向负载供给交流电的二次绕组108的绝缘变压器。向该变压器TR的中央抽头T供给来自电池电源BAT的电源电压VDD。该直流电源电压VDD，为与作为公共电位点的接地GND之间的电压。
此外，由串联稳压器将电池电源BAT的电压VDD调整为IC200的规定的电源电压VCC(例如5～14V)后，向IC200供给。其中串联稳压器具备电阻器121、齐纳二极管122以及NPN型双极晶体管(以下称作NPN)123。另外，电容器124为稳定用电容器。
作为第一半导体开关的N型MOSFET(以下称作NMOS)101，为用于形成通往变压器TR的一次绕组107的第一方向的电流路径的开关。此外，作为第二半导体开关的NMOS102，为用于形成通往变压器TR的一次绕组107的第二方向的电流路径的开关。通过该NMOS101和NMOS102交替地导通，从而在变压器TR的一次绕组107中流通交流电。
此外，在一次绕组107的第一端子A和接地之间，连接有由第一电阻器103和第一电容器104的串联电路构成的第一缓冲电路。同样，在一次绕组107的第二端子B和接地之间，连接有由第二电阻器105和第二电容器106的串联电路构成的缓冲电路。这些第一、第二缓冲电路，对在第一、第二端子A、B中产生的浪涌电压等的异常高电压进行抑制。
这些NMOS101、NMOS102，分别具有体二极管(即背栅二极管)。通过该体二极管，能够流过与本来的电流路径方向相反的电流。此外，也可另外设置实现与体二极管相同功能的二极管。
直流电源BAT的电源电压VDD，被经NMOS101、NMOS102提供给变压器TR的一次绕组107，在该二次绕组108中感生与匝数比对应的高电压。该感生的高电压向作为负载的冷阴极荧光灯FL供给后，冷阴极荧光灯FL点亮。
电容器111、电容器112与电阻器117、电阻器118一起，检测出施加在冷阴极荧光灯FL上的电压后，向控制器IC200反馈。电阻器114、电阻器115检测出冷阴极荧光灯FL中流通的电流后，向控制器IC200反馈。此外，电容器111，用于通过该电容器和变压器TR的电感成分进行共振，冷阴极荧光灯FL的寄生电容器也有助于该共振。113、116、119、120为二极管。
控制器IC200具有多个输入输出管脚。第一管脚1P为PWM模式和间歇动作(以下称为突发(burst))模式的切换端子，从外部输入用于决定这些模式的切换以及突发模式时的占空比的占空信号DUTY。第二管脚2P是突发模式振荡器(BOSC)的振荡频率设定电容连接端子，连接有设定用电容器131，并且产生突发用三角波信号BCT。第3管脚3P，是BOSC的振荡频率设定电阻连接端子，连接有设定用电阻器132。
第4管脚4P，是PWM模式振荡器(OSC)的振荡频率设定电容连接端子，连接有设定用电容器133并产生PWM用三角波信号CT。第5管脚5P为设定对第四管脚4P的充电电流的电阻连接端子，连接有设定用电阻器134，流过与其电位RT和电阻值对应的电流。
第6管脚6P，是设定对第4管脚4P的充电电流的电阻连接端子，连接有设定用电阻器135，并且通过内部电路的控制将该电阻器135与设定用电阻器134并联连接或断开，其电位SRT成为接地电位GND或第五管脚5P的电位RT。第七管脚7P为接地端子，处于接地电位GND。
第八管脚8P为第一误差放大器输出端子，在该第八管脚8P和第九管脚9P之间连接有电容器136。第八管脚8P的电位成为反馈电压FB，为用于PWM控制的控制电压。以下，如果没有特别限定，则各电压以接地电位为基准。
第九管脚9P，经电阻器138输入与流过冷阴极荧光灯FL的电流对应的电流检测信号(以下称作检测电流)IS后，向第一误差放大器输入。
第十管脚10P，经电阻器139输入与施加在冷阴极荧光灯FL上的电压对应的电压检测信号(以下称作检测电压)VS，并输入至第二误差放大器。电容器137被连接在第十管脚10P和第八管脚8P之间。
第十一管脚11P为起动信号输入端子，被施加起动信号STB。第十二管脚12P在本例中为空端子。
第十三管脚13P为调节器用端子，在其内部与调节器模块连接。与管脚13P连接的电容器142用于调节器的稳定工作。
第十四管脚14P为缓慢起动设定电容连接端子，与接地之间连接有电容器141，起动时产生缓缓上升的缓慢起动用电压SS。
第十五管脚15P为定时器锁存设定电容连接端子，连接有用于决定内部的保护动作用的动作时限的电容器140，产生与电容器140的电荷对应的电位SCP。
第十六管脚16P为输出NMOS102的栅极驱动信号N2的端子。第十七管脚17P为外带FET驱动电路的接地端子PGND。第十八管脚18P为输出NMOS101的栅极驱动信号N1的端子。
第十九管脚19P为用于向外部输出内部所检测出的故障检测信号的端子FAIL。第二十管脚20P为输入IC200的电源电压VCC的电源端子。
在表示控制器IC200的内部结构的图2中，OSC模块201产生PWM用的第一三角波信号CT以及具有将该第一三角波信号反相的关系的第二三角波信号CTI，向包括PWM比较器的PWM模块250供给，同时产生与第一三角波信号CT同步的内部时钟CLK并向逻辑模块203供给。其中上述PWM用的第一三角波信号CT，通过与第四管脚4P连接的电容器133和与第五管脚5P连接的电阻器134、135决定周期等。通过该OSC模块201、电容器133以及电阻器134、135，来构成PWM用的共振电路。
该第一三角波信号CT以及具有与其反相的关系的第二三角波信号CTI，可为上升区间的时间和下降区间的时间相等的三角形(即等边三角形)。
此外，在电阻器134等不与第五管脚5P连接时，OSC模块201不产生三角波信号CT、CTI。但是，从外部向第五管脚5P输入例如第一三角波信号CT后，形成具有与其反相关系的第二三角波信号CTI。此外，还形成时钟CLK。因此，在这种情况下，在IC200内部，也能使用第一、第二三角波信号CT、CTI以及时钟CLK。
BOSC模块202产生周期由与第二管脚2P连接的电容器131和与第三管脚3P连接的电阻器132等决定的突发用三角波信号BCT。突发用三角波信号BCT的频率(BCT频率)，设定为比第一三角波信号CT的频率(CT频率)低得多(BCT频率＜CT频率)。
用比较器221对向第一管脚1P供给的模拟(直流电压)的占空信号DUTY和突发用三角波信号BCT进行比较，通过该比较输出经或电路239驱动NPN234。另外，在向第一管脚1P供给数字(PWM形式)的占空信号DUTY时，将电阻器与第二管脚2P连接，从BOSC模块202产生突发用规定电压。
逻辑模块203，被输入第一、第二PWM控制信号、时钟信号等，按照规定的逻辑生成第一、第二开关控制信号。此外，输出模块204，按照该第一、第二开关控制信号，形成第一、第二开关驱动信号(栅极驱动信号)N1、N2，将该信号施加到NMOS101、102的栅极。
输入起动信号STB后，则从对比较器217的输入超过其基准电压Vref6起，通过比较器217的输出解除系统中止(system off)后，IC200内部处于工作状态。此外，比较器217的输出，经反相电路249向逻辑模块203供给，从而可驱动逻辑模块203。
同时，通过比较器217的输出起动缓慢起动模块205。缓慢起动模块205进行起动后，对外带电容器141不断充电，缓慢起动电压SS缓缓上升。该缓慢起动电压SS，被向PWM模块250供给后，用于PWM控制的缓慢起动。因此，在起动时，PWM控制按照缓慢起动电压SS进行。
此外，通过比较器217的输出，经由或电路243对触发(FF)电路242进行复位。
另外，在起动时，在检测电流IS超过比较器213的基准电压Vref4的时刻，NMOS246截止。由此，断开电阻器135，改变PWM用的第一、第二三角波信号CT、CTI的频率。
REG模块207，根据电源电压VCC产生更稳定的规定电压电平的调整电压VREG，并向所需的各电路供给。
第一误差放大器211中，输入与流过冷阴极荧光灯FL的电流成比例的检测电流IS，并与基准电压Vref2(例如1.25V)比较，通过与其误差相应的输出，对与恒流源I1连接的NPN235进行控制。该NPN235的集电极与第八管脚8P连接，该连接点的电位为反馈电压FB，被输入到PWM模块250作为比较输入。
向PWM模块250输入第一三角波信号CT、第二三角波信号CTI、反馈电压FB和缓慢起动电压SS。
图3为表示PWM模块250的电路结构例的图。在图3中，PWM模块250具有第一PWM比较器251和第二PWM比较器252。
第一PWM比较器251中，被输入第一三角波信号CT、反馈电压FB、缓慢起动电压SS，通过对反馈电压FB和缓慢起动电压SS中较低一方的电压、与第一三角波信号CT进行比较，输出第一比较结果输出(第一脉冲宽度调制信号)n1。
第二PWM比较器252中，被输入第二三角波信号CTI、反馈电压FB、缓慢起动电压SS，通过对反馈电压FB和缓慢起动电压SS中较低一方的电压、与第二三角波信号CTI进行比较，输出第二比较结果输出(第二脉冲宽度调制信号)n2。
再次返回到图2进行说明。来自PWM模块250的第一比较结果输出n1和来自反相电路249的信号，经由带反相输入端子的与电路247输入到逻辑模块203。此外，来自PWM模块250的第二比较结果输出n2和来自反相电路249的信号，经由带反相输入端子的与电路248输入到逻辑模块203。
基于这些第一、第二比较结果输出n1、n2和时钟CLK，通过逻辑模块203、输出模块204，形成第一、第二开关驱动信号N1、N2。
此外，由于在第八管脚8P和第九管脚9P之间连接有电容器136，因此反馈电压FB平滑地增加或减少。因此，PWM控制不发生冲击(shock)地、平滑地进行。
第二误差放大器212中，输入与向冷阴极荧光灯FL施加的电压成比例的检测电压VS，与基准电压Vref3(例如，1.25V)进行比较，通过与其误差相应的输出，控制具有双集电极的一方与恒流源I1连接的双集电极结构的NPN238。由于该NPN238的集电极仍与第8管脚8P连接，因此还通过检测电压VS来控制反馈电压FB。此外，当反馈电压FB超过基准电压Vref1(例如，2.4V)时，PNP晶体管(以下，称为PNP)231导通，限制反馈电压FB的过度上升。
比较器215，对由电阻器240、241将电源电压VCC分压得到的电压和基准电压Vref7进行比较，在电源电压VCC达到规定值的时刻对其输出进行反相，经由或电路243将FF电路242复位。此外，比较器215的输出，还向逻辑模块203供给。
比较器218，将缓慢起动电压SS与基准电压Vref8(例如，2.2v)进行比较，当缓慢起动电压SS变大后，经由与电路244及或电路239使NPN234导通。通过NPN234的导通，二极管232被电流源I2反向偏置，其结果使得可以进行第一误差放大器211的通常动作。此外，二极管237与PNP236的串联电路，被连接在NPN234的集电极和接地之间，向PNP236的基极施加基准电压Vref2。
比较器219，当双集电极的另一方与恒流源I3连接的NPN238通过第二误差放大器212导通后，其电压低于基准电压Vref9(例如，3.0v)，比较输出发生反相。比较器220，将反馈电压FB与基准电压Vref10(例如，3.0v)进行比较，若反馈电压FB变高，比较输出发生反相。
比较器219、220的输出及比较器213的输出经由或电路245输入到与电路244。将与电路244的输出施加到计时模块206，计测规定时间后输出。通过该计时模块206的输出，对FF242进行置位，通过该FF电路242的Q输出停止逻辑模块203的动作。此外，经由反相电路222将FF电路242的Q输出提供给第十九管脚P19作为FAIL信号。
接下来，参照图4的时序图对如上那样构成的逆变器的动作进行说明。
在占空信号DUTY超过突发用三角波信号BCT的期间，进行PWM控制。另一方面，在占空信号DUTY小于突发用三角波信号BCT的期间，停止PWM控制，且停止向冷阴极荧光灯FL供给电力。
PWM用三角波信号CT的频率为例如50kHz，由于采用频率例如为150Hz的三角波信号BCT对此进行突发控制，因此视觉上不会产生任何问题。并且，通过对占空信号DUTY的大小进行控制，能够超过只在PWM控制下可向冷阴极荧光灯FL供给的范围、在更大范围内进行供电，即进行光量的控制。
具体地来说，如果观察电路动作，则在占空信号DUTY小于突发用三角波信号BCT的期间，比较器221的输出为低(L)电平，NPN234截止。
由此，二极管232通过恒流源I2被正向偏置，第一误差放大器211的输入变为较大的值，NPN晶体管235被导通，反馈电压FB被限制为较低的电压。
第一PWM比较器251，对两个负(-)输入中较低一方的电压和正(+)的第一三角波信号CT进行比较。此外，第二PWM比较器252，对两个负(-)输入中较低一方的电压和正(+)的第二三角波信号CTI进行比较。因此，在这种情况下，不输出第一、第二比较结果输出(第一、第二脉冲宽度调制信号)n1、n2。
接下来，占空信号DUTY大于突发用三角波信号BCT后，则NPN234导通，二极管232被反向偏置后截止。此时，由于检测电流IS处于较小的值，因此第一误差放大器211产生与所输入的检测电流IS对应的输出，而对NPN235的导通度进行控制。
该NPN235的集电极电压、即反馈电压FB，通过连接在第八、第九管脚间的电容器136的作用而缓缓上升，达到与本来的反馈对应的稳定值。由此，从PWM模块250向逻辑模块203供给第一、第二脉冲宽度调制信号n1、n2后，输出栅极驱动信号N1、N2后，对NMOS101、102进行PWM控制。
接下来，参照图5对如上那样构成的逆变器的并行运行系统的结构以及动作进行说明。图5为从图1以及图2中取出逆变器的与并行运行系统的动作有关的部分，并对各逆变器间的相互连接关系进行表示的说明用的电路图。
并行运行的多个逆变器，分别接近配置于液晶显示器的各处所配置的多个CCFL。当然一个逆变器也可与两个以上的CCFL对应。此时，设图1的变压器TR的二次绕组有多个，从各个二次绕组向冷阴极荧光灯FL供电。或者，也可在图1的控制器IC200中设置有多个系统的PWM控制电路部，输出多个系统的PWM驱动信号。
在图5中，由于各逆变器的控制器IC200A～200N的内部结构全部相同，因此以控制器IC200A为代表进行说明。
OSC模块201中，要输出PWM用的第一三角波信号CT的第一信号线，与外部端口4P连接，另外，第二信号线与外部端子5P连接。此外，OSC模块201输出PWM用第二三角波信号CTI、以及与第一三角波信号CT同步的相同频率的时钟信号CLK。第一、第二三角波信号CT、CTI向PWM模块250供给，时钟信号CLK向逻辑模块203供给。
比较器217，将外部端子11P的电位STB与基准电压Vref6进行比较，在电位STB超过基准电压Vref6的期间，对控制器IC200A进行系统/导通。反过来，在电位STB比基准电压Vref6低的期间，对控制器IC200A进行系统/中止。
在如上那样构成的控制器IC200A～200N中，外部端子4P、外部端子11P分别互相连接。
如果将控制器IC200A作为主控制器，则在控制器IC200A的外部端子4P和接地之间连接频率决定用电容器133，在其外部端子5P和接地之间连接频率决定用电阻器134，在其外部端子5P和外部端子6P之间连接起动电阻器135。并且，向其外部端子11P供给起动信号STB。在成为副控制器IC的控制器IC200B～200N上，不连接这些电阻器以及电容器。
在如上那样构成的、逆变器的并行运行中，起动信号STB被设定为H电平后，比较器217的输出从H电平反相为L电平，各控制器IC200A～200N进行系统/导通。
通过系统/导通，主控制器IC200A的OSC模块201，产生由频率决定用电容器133以及频率决定用电阻器134、起动电阻器135决定的起动时用的频率较高的第一、第二三角波信号CT、CTI和时钟信号CLK。
副控制器200B～200N，几乎与主控制器IC200A同时进行系统/导通，但由于频率决定用电阻器134(当然也可为起动电阻器135)不与外部端子5P连接，因此不能自己产生第一、第二三角波信号Ct、CTI、时钟信号CLK。
在主控制器200A中产生的第一三角波信号CT，分别被提供给互相连接的副控制器IC200B～200N。副控制器IC200B～200N中，基于从主控制器IC200A提供的第一三角波信号CT，形成第二三角波信号CTI和时钟信号CLK。
由此，由于副逆变器与具有主控制器200A的主逆变器同步工作，因此所有的逆变器同步且以同相位工作。并且，能够将各个逆变器与被分散配置的CCFL(液晶显示器的背光光源)接近配置。
因此，由于多个CCFL同步发光，因此能够防止光相互干涉而闪烁。此外，由于各逆变器和各CCFL接近配置，因此能够降低缠绕高电压的布线而引起的对其他装置的影响。此外，也能够将CCFL的寄生电容器有效地用于与变压器之间的共振中。
尤其，在想要并行运行的多个逆变器间，由于为了同步运行，也可只传输第一三角波信号CT，因此能够减少各逆变器相互间的连接线的数目。
另外，在以上的实施方式中，将所有的控制器IC200A～200N的外部端子11P相互连接，而对所有的控制器IC、即所有的逆变器公共地起动以及停止。也可采用向各个控制器IC的每一个、编组的控制器IC组的每一个供给起动信号ST后，分别起动/停止逆变器的方式，来代替上述方式。此时，也能无障碍地进行逆变器的同步运行。
由此，接近需要高电压的多个负载来配置各逆变器，并且通过频率决定用电阻器是否与各逆变器连接来决定振荡动作/不动作。并且，通过设置基于从外部供给的第一三角波信号CT形成第二三角波信号CTI以及时钟信号CLK的OSC模块201，能够以一个逆变器为主，其他逆变器为辅，容易地使多个负载同步且以同相位进行控制。
此外，由于在各逆变器中采用相同的控制器IC，将该相同功能的规定端子彼此公共连接，仅使为主的控制器IC进行振荡动作，因此整体系统的结构简单，并且所使用的负载的数目不受限制。
接下来，参照图4的时序图和图6的各时刻中的动作状态图以及图7、图8的波形图，对如上那样构成的逆变器的动作进行说明。
如图4所示，第一开关驱动信号N1，在第一三角波信号CT的一个顶点(例如下方的顶点)的时刻导通(ON)，在之后的第一三角波信号CT和反馈信号FB相等之前为H电平。第一半导体开关101，从在第一开关驱动信号N1为H电平处导通起，在该期间持续导通。
此外，第二开关驱动信号N2，在第二三角波信号CTI的一个顶点(例如下方顶点)的时刻导通，在其之后的第二三角波信号CTI和反馈信号FB相等之前为H电平。第二半导体开关102，从在第二开关驱动信号N2为H电平处导通起，在该期间持续导通。
而且，以第一半导体开关101和第二半导体开关102交替导通，并且在它们交替导通的期间中设置第一、第二半导体开关101、102全部关断的关断期间的时序(timing)，来产生第一、第二开关驱动信号N1、N2。
在图4的区间i中，栅极驱动信号N1为H电平，NMOS101导通，一次绕组107中，电流在从中央抽头T通过第一端子A的第一方向上，从直流电源BAT(电源电压VDD)流动。该状态如图6(i)所示。第一端子A的电压(以下称为A点电压)Va，如图7所示为接地电压GND，由电阻器103、电容器104的串联电路构成的第一缓冲电路中没有电流。
进入区间ii后，栅极驱动信号N1为L电平，NMOS 101、102全部截止。该状态如图6(ii)所示。在该区间ii中，通过变压器TR的蓄积能量，第一方向的电流从由NMOS102的体二极管、电阻器105、电容器106的串联电路构成的第二缓冲电路，经由第二端子B、中央抽头T流向直流电源BAT(电源电压VDD)。在该状态下，A点电压Va，如图7所示，成为将体二极管所引起的压降Vf与电源电压VDD的两倍相加得到的电压，即2×VDD+Vf。
在区间iii中，栅极驱动信号N2为H电平，NMOS102导通，在一次绕组107中，电流在从中央抽头T通过第二端子B的第二方向上，从直流电源BAT(电源电压VDD)流动。该状态如图6(iii)所示。A点电压Va如图7所示，为电源电压VDD的两倍(2×VDD)。
进入区间iv后，栅极驱动信号N2为L电平，NMOS101、102全部截止。该状态如图6(iv)所示。在该区间iv中，通过变压器TR的蓄积能量，第二方向的电流从NMOS101的体二极管和第一缓冲电路，经由第一端子A、中央抽头T流到直流电源BAT(电源电压VDD)。在该状态下，A点电压Va如图7所示，成为比接地电压低由体二极管所产生的压降Vf的电压，即-Vf。
图7为表示在设置有第一、第二缓冲电路的本发明的实施例中的、A点电压Va和负载电流Io的图，图8表示与图7对应表示的没有设置第一、第二缓冲电路时的A点电压Va和负载电流Io。
在表示本发明的特性的图7中，A点电压Va的上限，为将体二极管所引起的压降Vf与电源电压VDD的二倍的电压相加得到的电压(2×VDD+Vf)。与此相对，在表示不设置第一、第二缓冲电路时的特性的图8中，A点电压Va，在进入区间ii时，产生非常高的尖峰状的异常电压Vpeak。测定出该异常电压Vpeak，处于电源电压VDD的5～6倍左右。
在产生该异常电压Vpeak时，需要使用能够承受该异常电压Vpeak的高耐压设计的元件，此外该异常电压Vpeak成为对周围的噪声产生源。
尤其，在本发明这种推挽结构的电源电路中，由于电源电压VDD的两倍的电压始终被施加在端子A、B即开关元件101、102上，因此对达到电源电压VDD的5～6倍的异常电压的抑制尤其有效。
图9为表示缓冲电路的其他结构例的图。图9中，在一次绕组107的一端A和中央抽头T之间设置有由电阻器103和电容器104的串联电路构成的第一缓冲电路，此外，在一次绕组107的另一端B和中央抽头T之间设置有由电阻器105和电容器106的串联电路构成的第二缓冲电路。
在该图9的逆变电路中，与图1中的第一、第二缓冲电路相同，能够抑制在一次绕组107的端子A、B中产生的异常过电压。即第一、第二缓冲电路，只要连接在一次绕组107的各端A、B和阻抗的低电位点VDD、GND之间即可。另外，在图1和图9的各缓冲电路中，也可省略缓冲用的电阻器103、105。

Claims (10)

1、一种控制器IC，对驱动负载的第一半导体开关以及第二半导体开关进行控制，
该控制器IC具有：
振荡器模块，其在与频率决定用电容器以及频率决定用电阻器连接时，产生第一三角波信号、和具有将该第一三角波信号反相的关系的第二三角波信号；
脉冲宽度调制电路，其通过对基于上述负载中的电流而形成的反馈信号、和上述第一三角波信号进行比较，来产生第一脉冲宽度调制信号，通过对上述反馈信号和上述第二三角波信号进行比较，来产生第二脉冲宽度调制信号；以及，
驱动信号输出模块，其交替地输出基于上述第一脉冲宽度调制信号来导通上述第一半导体开关的第一开关驱动信号、和基于上述第二脉冲宽度调制信号来导通上述第二半导体开关的第二开关驱动信号，
上述驱动信号输出模块，以在上述第一半导体开关导通的期间和上述第二半导体开关导通的期间之间，设置有上述第一半导体开关以及上述第二半导体开关双方都关断的关断期间的时序，产生上述第一开关驱动信号以及上述第二开关驱动信号。
2、根据权利要求1所述的控制器IC，其特征在于，
没有与上述频率决定用电容器和上述频率决定用电阻器连接的上述振荡器模块，产生从外部供给的三角波信号和具有将该三角波信号反相的关系的三角波信号。
3、根据权利要求1所述的控制器IC，其特征在于，
上述驱动信号输出模块，
在从上述第一三角波信号的一个顶点的时刻起，到其之后的上述第一三角波信号和上述反馈信号相等的时刻为止的期间，输出上述第一开关驱动信号，
在从上述第二三角波信号的上述一个顶点的时刻起，到其之后的上述第二三角波信号和上述反馈信号相等的时刻为止的期间，输出上述第二开关驱动信号。
4、一种直流-交流变换装置，
具有：
变压器，其具有带中央抽头的一次绕组和至少一个二次绕组，且上述中央抽头与直流电源的第一电位点连接；
第一半导体开关，其被连接在上述一次绕组的一端和上述直流电源的第二电位点之间；
第二半导体开关，其被连接在上述一次绕组的另一端和上述第二电位点之间；
电流检测电路，其检测出与上述二次绕组连接的负载中的电流；
振荡电路，其产生第一三角波信号和具有将该第一三角波信号反相的关系的第二三角波信号；
脉冲宽度调制电路，其对基于由上述电流检测电路所检测出的电流而形成的反馈信号、和上述第一三角波信号进行比较，来产生第一脉冲宽度调制信号，对上述反馈信号和上述第二三角波信号进行比较，来产生第二脉冲宽度调制信号；
驱动信号输出电路，其交替地输出基于上述第一脉冲宽度调制信号导通上述第一半导体开关的第一开关驱动信号、和基于上述第二脉冲宽度调制信号导通上述第二半导体开关的第二开关驱动信号，
上述驱动信号输出电路，以在上述第一半导体开关导通的期间和上述第二半导体开关导通的期间之间，设置上述第一半导体开关以及上述第二半导体开关双方都关断的关断期间的时序，产生上述第一开关驱动信号以及上述第二开关驱动信号。
5、根据权利要求4所述的直流-交流变换装置，其特征在于，
上述驱动信号输出电路，
在从上述第一三角波信号的一个顶点的时刻起，到其之后的上述第一三角波信号和上述反馈信号相等的时刻为止的期间，输出上述第一开关驱动信号，
在从上述第二三角波信号的上述一个顶点的时刻起，到其之后的上述第二三角波信号和上述反馈信号相等的时刻为止的期间，输出上述第二开关驱动信号。
6、根据权利要求4所述的直流-交流变换装置，其特征在于，
具有：连接在上述一次绕组的一端和上述第二电位点之间的第一缓冲电路；以及，连接在上述一次绕组的另一端和上述第二电位点之间的第二缓冲电路。
7、根据权利要求4所述的直流-交流变换装置，其特征在于，
具有：连接在上述一次绕组的一端和上述第一电位点之间的第一缓冲电路；以及，连接在上述一次绕组的另一端和上述第一电位点之间的第二缓冲电路。
8、根据权利要求4所述的直流-交流变换装置，其特征在于，
上述第一电位点为施加上述直流电源的电源电压的接点，上述第二电位点为接地。
9、一种直流-交流变换装置的并行运行系统，其特征在于：
具有多个直流-交流变换装置，这多个直流-交流变换装置，具有：
变压器，其具有带中央抽头的一次绕组和至少一个二次绕组，且上述中央抽头与直流电源的第一电位点连接；
第一半导体开关，其被连接在上述一次绕组的一端和上述直流电源的第二电位点之间；
第二半导体开关，其被连接在上述一次绕组的另一端和上述第二电位点之间；
电流检测电路，其检测出与上述二次绕组连接的负载中的电流；
振荡电路，其在与频率决定用电容器以及频率决定用电阻器连接时，产生第一三角波信号和具有将该第一三角波信号反相的关系的第二三角波信号，并且在没有与上述频率决定用电容器以及上述频率决定用电阻器连接时，产生从外部供给的三角波信号和具有将该三角波信号反相的关系的三角波信号；
脉冲宽度调制电路，其对基于由上述电流检测电路所检测出的电流而形成的反馈信号、和上述第一三角波信号进行比较，来产生第一脉冲宽度调制信号，对上述反馈信号和上述第二三角波信号进行比较，来产生第二脉冲宽度调制信号；以及，
驱动信号输出电路，其交替地输出基于上述第一脉冲宽度调制信号导通上述第一半导体开关的第一开关驱动信号、和基于上述第二脉冲宽度调制信号导通上述第二半导体开关的第二开关驱动信号，
上述驱动信号输出电路，以在上述第一半导体开关导通的期间和上述第二半导体开关导通的期间之间，设置上述第一半导体开关以及上述第二半导体开关双方都关断的关断期间的时序，产生上述第一开关驱动信号以及上述第二开关驱动信号，
该直流-交流变换装置的并行运行系统中，只对上述多个直流-交流变换装置之中的一个，在振荡电路上连接上述频率决定用电容器以及上述频率决定用电阻器，
具有与上述频率决定用电容器以及上述频率决定用电阻器连接的振荡电路的第一该直流-交流变换装置，仅将由上述振荡电路产生的第一三角波信号以及第二三角波信号中的上述第一三角波信号，向上述第一直流-交流变换装置以外的直流-交流变换装置提供，
上述多个直流-交流变换装置，用上述第一三角波信号以及上述第二三角波信号，分别同步地进行同相位的脉冲宽度调制控制。
10、根据权利要求9所述的直流-交流变换装置的并行运行系统，其特征在于，
上述频率决定用电阻器的电阻值，在上述直流-交流变换装置的起动时和起动后被设定为不同的值，
在上述起动时所设定的电阻值，比在上述起动后设定的电阻值小。
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