JPH05191977A

JPH05191977A - インバータ電源及びこれを用いるプラズマディスプレイパネル

Info

Publication number: JPH05191977A
Application number: JP4002096A
Authority: JP
Inventors: Keiichi Kaneko; 啓一金子; Akira Yamamoto; 晃山本; Shoichi Obata; 昌一小幡
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1992-01-09
Filing date: 1992-01-09
Publication date: 1993-07-30

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明はインバータ電源及びこれを内蔵する
プラズマディスプレイパネルに関し、直流入力電圧の変
動や負荷の変動にかかわらず安定した出力電圧が得られ
るインバータ電源の実現及びプラズマディスプレイパネ
ルの表示不良の防止を目的とする。【構成】直流を交流に変換する直流交流変換手段１を
備えたインバータ電源において、直流交流変換手段１の
出力する交流電圧を検出する出力電圧検出手段２と、出
力電圧検出手段２の検出した交流電圧に応じて直流交流
変換手段１に供給する直流の電圧を、出力される交流電
圧が一定の値となるように変化させる入力電圧可変手段
３とで構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は安定した出力電圧の得ら
れるインバータ電源に関し、特に負荷が変動するが一定
の出力電圧を必要とするプラズマディスプレイパネル
（以下ＰＤＰと称する。）での使用に適したインバータ
電源及びこのインバータ電源を内蔵したＰＤＰに関す
る。

【０００２】

【従来の技術】直流電源を高周波の交流電源に変えるイ
ンバータ電源が、螢光灯の点灯等に広く利用されてお
り、リフレッシュ型ＰＤＰの駆動用電源としても利用さ
れている。ＰＤＰは近接した電極間に封止された例えば
ネオンガスと希ガスを電極間に電圧を印加することで放
電させる表示素子であり、複数の駆動方式があるが、７
セグメントで数字表示を行う素子等に用いられる方式が
リフレッシュ型である。

【０００３】図１３はリフレッシュ型ＰＤＰの動作を説
明する図である。(a) は電極５１と５２の間に交流電圧
を印加した場合を示す図であり、上部の電極５１に正電
圧が印加されている時には負イオンが上部電極５１に向
かって移動し、正イオンは下部電極５２に向かって移動
する。この状態で負イオンが上部電極５１に正イオンが
下部電極５２に蓄積されるとイオンによる壁電圧で電極
５１と５２による電界が打ち消され、放電が停止してし
まう。そこで上部電極５１を逆に負電圧に印加するとイ
オンは逆方向に移動し、放電する。従って電極間に高周
波の交流電圧を印加すれば、放電が続き表示が行える。

【０００４】電極５１と５２に印加する交流電圧が小さ
い時には放電が起こらずに不点灯が生じ、逆に交流電圧
が大き過ぎると誘導等により点灯部以外の部分が発光す
る余剰点灯が起きる。従って図１４に示すようにＰＤＰ
の印加電圧には正常な発光が行える許容範囲が存在す
る。印加電圧は通常±１３０Ｖ程度であり、駆動電源を
別に用意する必要をなくすため、図１５に示すようにＰ
ＤＰ１０に直流を高周波の交流に変換するインバータ電
源９を内蔵した形で出荷されるのが一般的である。この
ような形であれば直流電源に接続した上で表示制御信号
を供給するだけで使用できる。

【０００５】表示は図１５に示すように、表示信号に応
じて点灯制御部８がセグメントドライバ６と桁ドライバ
７を制御して交流電圧を印加するセグメントを選択する
ことにより行う。図１６は二桁の数字表示で発光させる
セグメントの選択を説明する図であり、桁スイッチ７１
と７２から表示する桁のスイッチを接続した後、その桁
の発光させるセグメントの線に前記の交流信号を印加す
る。実際のセグメント数は１桁に７個ある。各セグメン
トへの交流信号の印加はスイッチによって選択され、桁
スイッチの接続は時分割によって行われる。また桁の電
極側にも交流信号を印加して、セグメントの印加電圧と
の合成電圧が電極間に印加される場合もある。

【０００６】上記のようにリフレッシュ型ＰＤＰでは駆
動用電源として高周波の交流電源を内蔵する必要があ
り、インバータ電源が利用される。更に他のメモリ型Ｐ
ＤＰでもインバータ電源を内蔵することがある。ＰＤＰ
に用いられる従来のインバータ電源の回路例を図１７に
示す。図１７のインバータ電源は、一次側に二つの巻線
を有するトランス１２５を用いる。トランス１２５の一
次側巻線の一方の端は、直流電源に接続されＶ_inの直流
電圧が印加され、もう一方の端はトランジスタ１２１の
コレクタに接続される。トランジスタ１２１のベースは
抵抗１２２を介して上記直流電源に接続されると共に、
直列に接続された抵抗１２３とコンデンサ１２４を介し
てトランス１２５の別の一次側巻線に接続されている。
この一次側巻線のもう一方の端は接地されている。トラ
ンジスタ１２１のエミッタは接地されている。

【０００７】トランス１２５の二次側巻線は、一方の端
が接地されており、もう一方の端から交流出力が得られ
る。この交流出力には図示のようにダイオード１５と抵
抗１６とコンデンサ１７とで構成される回路及びダイオ
ード１９とコンデンサ２０と抵抗２１とで構成される回
路が接続されている。これらは交流出力の急激なオーバ
シュートを防止するための回路である。

【０００８】上記のトランジスタ１２１のベースは、更
に電圧検出部１３４に接続されている。この電圧検出部
１３４は、図示のようにＰＮＰ型トランジスタ１２８の
エミッタがトランジスタ１２１のベースに接続されてお
り、トランジスタ１２８のコレクタとエミッタにはコン
デンサ１２７が接続されている。トランジスタ１２８の
ベースは抵抗１３０を介してエミッタに接続されると共
にツェナダイオード１２９を介して抵抗１３１，１３
２，１３３の抵抗列に接続されている。この抵抗列は、
一方が接地され、もう一方はトランジスタ１２８のコレ
クタに接続されており、ツェナダイオード１２９が接続
される抵抗１３２は可変抵抗である。トランジスタ１２
８のコレクタはダイオード１２６を介して、トランス１
２５の二次側巻線の所定位置に接続されている。

【０００９】図１７のインバータ電源の動作について簡
単に説明する。トランジスタ１２１がオン状態の時に、
直流電源よりトランス１２５の一次側巻線を介してコレ
クタに電流が流れ込む。これにより二次巻線側に負の電
圧が励起される。この負の電圧が所定値以下になると図
中の点線で囲った電圧検出部１３４のトランジスタ１２
８がオン状態となる。これによりトランジスタ１２１の
エミッタ電流がトランジスタ１２８の方に引き込まれ、
トランジスタ１２１はオフ状態となる。従って一次側巻
線への電流は流れなくなる。これに応じて二次側巻線で
は電圧のフライバックが発生し、正の電圧が励起され
る。この間にトランジスタ１２８がオフ状態となるた
め、トランジスタ１２１が再びオン状態となり、トラン
ス１２５の一次側巻線に電流が流れ込み二次側に負の電
圧が励起される。これを繰り返すことにより出力側に交
流電圧が発生する。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】図１７に示すインバー
タ電源は簡単な回路であり、小型にできるためＰＤＰに
組み込むのに適しており、図１５に示すような内蔵型電
源９として利用されている。しかし図１７に示すインバ
ータ電源は、出力側の負の電圧が所定値に達した時に電
圧検出部１３４が動作してトランジスタ１２１をオフ状
態にするので、マイナス側の電圧は比較的安定した電圧
が得られるが、プラス側の電圧はフライバックによって
生じるので負荷によって電圧が変動するという問題があ
る。

【００１１】図１８は図１７の回路で負荷が異なる時の
出力を示す図である。(a) が負荷が重い時を示し、(b)
が負荷が軽い時を示す。いま負荷が重い時に (a)で示す
ような出力が得られるように図１７の各素子を選定する
とする。ここで負荷を軽くした場合、マイナス側は上記
のように−１３０Ｖ程度に規制されるが、プラス側は負
荷が小さいため最高電圧が＋１６０Ｖにもなる。しかも
負荷が小さいため二次側の変化は速く、−１３０Ｖに達
する時間も短くなるため、交流出力の周期も短くなる。

【００１２】前述のようにＰＤＰは表示によって点灯す
るセグメント数が変化するが、各セグメントは実質的に
コンデンサを形成しており、点灯するセグメント数の変
化は負荷の変化を意味する。更に表示する桁数が異なる
場合や、複数枚のＰＤＰを共通のインバータ電源で駆動
することが要求されることもあり、負荷の変動は更に大
きくなる。このようなＰＤＰの駆動に図１７に示したよ
うなインバータ電源を使用した時には、出力電圧の変動
が印加電圧の許容範囲を越えてしまい、不点灯や余剰点
灯が発生するという問題が起きる。

【００１３】そのためＰＤＰの製造段階で、ＰＤＰの特
性、桁数及び枚数等に応じてインバータ電源の設定を調
整しているのが現状である。このような調整は例えば図
１７の可変抵抗１３２で行う。しかしこのような調整は
調整工数の増加になるだけでなく、出荷後の保守を難し
くするという問題を生じる。更に実際にＰＤＰを駆動す
る直流電源の電圧が変動することも起こり得る。ＰＤＰ
の印加電圧は±１３０Ｖ程度であり、インバータ電源の
トランスの巻線比を大きくして昇圧比を大きくする必要
がある。従って直流電源の電圧の小さな変動もインバー
タ電源の出力変動に大きく影響し、誤動作を起き易くす
るという問題がある。

【００１４】以上のように現状のインバータ電源は、Ｐ
ＤＰのような負荷が変動する上に精確な出力電圧を必要
とするものに使用する上では充分といえない。本発明は
上記のような問題を生じない、負荷変動があっても安定
した出力電圧の得られるインバータ電源の実現及びイン
バータ電源を内蔵するＰＤＰの表示不良の防止を目的と
する。

【００１５】

【課題を解決するための手段】図１は請求項１に記載の
本発明のインバータ電源の基本構成を示す図である。な
お図においては同一の機能部分には同一の参照符号を付
して表わすこととする。図１において、１は直流を交流
に変換する直流交流変換手段であり、従来のインバータ
電源に相当する。２は直流交流変換手段１から出力され
た交流電圧を検出する出力電圧検出手段である。３は直
流交流変換手段１に供給する直流電圧を変化させる入力
電圧可変手段であり、出力電圧検出手段２の検出した交
流電圧に応じて、この交流電圧を一定とするように直流
入力電圧を変化させる。

【００１６】図２は図１に示した本発明のインバータ電
源において、直流交流変換手段１をプッシュプル型にし
た請求項２に記載のインバータ電源の基本構成図であ
る。トランス１４の一次側巻線はセンタタップ型であ
り、直流電圧がセンタタップ端子に印加され、一次側巻
線の両端はスイッチ１２によって交互に接地される。１
３はスイッチ１２を所定の周期で切り換えるスイッチン
グ制御手段である。

【００１７】図３は、図２に示したインバータ電源の出
力に直列にインダクタンス素子４を設けた請求項３に記
載のインバータ電源の基本構成図であり、このインバー
タ電源は容量素子の駆動用である。図４は本発明のイン
バータ電源を内蔵した請求項４に記載のプラズマディス
プレイパネル（ＰＤＰ）の基本構成を示す図である。図
において１０がＰＤＰであり、９がインバータ電源であ
る。図では図１に示したインバータ電源として示してあ
るが、図２及び図３に示したものでもよい。

【００１８】

【作用】直流交流変換手段１に印加する直流電圧を変化
させれば、出力される交流電圧が変化する。従って直流
交流変換手段１から出力される交流電圧を出力電圧検出
手段２で検出して基準の電圧との差に応じたフィードバ
ックを入力電圧可変手段３にかければ、直流交流変換手
段１に入力する直流電圧を変化させて出力される交流電
圧を一定にする。

【００１９】直流交流変換手段１がプッシュプル型であ
れば、どちらの位相の場合にも入力される直流電圧がプ
ラス側とマイナス側とで対称に印加されるため、正負対
称の出力が得られる。しかも出力される交流の周期はス
イッチ１２の切換周期で決定されるため、常に一定であ
る。図３のインバータ電源では、このインバータ電源が
駆動する負荷の容量とインダクタンス素子４が共振回路
を形成し、負荷の容量に蓄積されるエネルギを一時的に
インダクタンス素子４で吸収し、エネルギ効率を改善す
る。

【００２０】上記のようなインバータ電源であれば、駆
動する負荷変動や入力される直流の電圧変動にかかわら
ず一定の交流出力電圧が得られるため、プラズマディス
プレイパネル（ＰＤＰ）の駆動にこのインバータ電源を
用いれば、不点灯や余剰点灯を防止できる。

【００２１】

【実施例】本発明の第一実施例の構成を図５に示す。図
５において、１４は一次側がセンタタップ型のトランス
であり、１２は独立に動作する二つの接点を有するスイ
ッチであり、１３はこのスイッチ１２を制御するスイッ
チング制御回路であり、スイッチ１２とスイッチング制
御回路１３とトランス１４とで直流交流変換回路が構成
される。トランス１４のセンタタップは直流電圧源に接
続され、一次側巻線の両端はそれぞれスイッチ１２の各
接点に接続される。スイッチ１２の両接点のもう一方の
側は接地されている。

【００２２】ダイオード１５と抵抗１６とコンデンサ１
７は交流出力電圧検出回路を形成する。並列に接続され
た抵抗１６とコンデンサ１７の一方の端は接地され、も
う一方の端はダイオード１５に接続される。ダイオード
１５のもう一方の端は交流出力線に接続される。ダイオ
ード１５の接続方向によって検出する交流電圧のピーク
値がプラス側かマイナス側かが決定される。図５はプラ
ス側検出の時を示す。抵抗１６は可変抵抗として示され
ているが、これは検出する電圧値を微調整するためであ
り、基本的には交流電圧のピーク値を分圧して検出でき
ればよい。コンデンサ１８は交流出力の安定用である。

【００２３】３１は出力電圧が可変であるＤＣ／ＤＣコ
ンバータであり、抵抗１６で検出した交流電圧の分圧値
Ｖ_Bに応じて入力される直流電圧Ｖ_inを直流電圧Ｖ_Aに
変える。この直流電圧Ｖ_Aがトランス１４のセンタタッ
プに印加される。本実施例の直流交流変換回路は、プッ
シュプル型であり、出力される交流のピーク電圧は正負
対称であり、プラス側のピーク電圧をダイオード１５と
抵抗１６とコンデンサ１７とで形成される検出回路で検
出してＤＣ／ＤＣコンバータ３１にフィードバックすれ
ばよい。

【００２４】次にＤＣ／ＤＣコンバータ３１の細部につ
いて説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３１は入力される
直流電圧を変化させて出力し、その直流出力電圧が可変
であればどのようなものであってもよい。例えばトラン
スを用いたフォワードコンバータ、フライバックコンバ
ータ等でもよいが、本実施例ではチョッパ型ステップア
ップ回路を使用しており、その回路例を図６に示す。

【００２５】図６において、３１１は三角波を出力する
発振器である。３１２は基準電圧源であり、オペアンプ
３１３に入力される。このオペアンプ３１３には、図５
の抵抗１６に生じる交流出力のピーク電圧の分圧値Ｖ_B
も入力され、基準値との差が増幅されてコンパレータ３
１４に出力される。このコンパレータ３１４には発振器
３１１からの出力も入力され、比較が行われる。

【００２６】３１５はコンデンサであり、入力電圧Ｖ_in
の安定用である。図示のように直流入力はコイル３２０
と整流用ダイオード３２１を介してコンデンサ３２２に
接続される。コンデンサ３２２のもう一方の側は、接地
されている。３１８はエミッタ接地トランジスタであ
り、ベースはコンパレータ３１４に接続されると共に抵
抗３１６を介して直流入力に接続されている。コレクタ
はＦＥＴ３１９のゲートに接続されると共に抵抗３１７
を介してコンデンサ３２２に接続されている。ＦＥＴ３
１９のドレインは、コイル３２０と整流用ダイオード３
２１の接続点に接続されている。

【００２７】図６のＤＣ／ＤＣコンバータは、直流入力
によるコンデンサ３２２の充電を短いサイクルで切換
え、一サイクル中の充電期間の比率、すなわちデューテ
ィ比を変化させることで出力電圧Ｖ_Aを変化させるもの
である。コンパレータ３１４の出力が高 (Ｈ) 状態の時
には、トランジスタ３１８はオン状態となり、ＦＥＴ３
１９のゲートは低（Ｌ）状態となる。これによりＦＥＴ
３１９はオフ状態であるから、直流入力によりコイル３
２０と整流用ダイオード３２１を介してコンデンサ３２
２の充電が行われる。逆にコンパレータ３１４の出力が
Ｌ状態の時には、トランジスタ３１８はオフ状態、ＦＥ
Ｔ３１９がオン状態となり、直流入力はコイル３２０か
らＦＥＴ３１９の方に流れ、コンデンサ３２２は充電さ
れない。但しコンデンサ３２２の電圧がある程度以下の
時にはＦＥＴ３１９のゲート電圧が高くならないため、
ＦＥＴ３１９はオフ状態のままであり、連続して充電が
行われる。

【００２８】図７は、インバータ電源の交流電圧に応じ
てＤＣ／ＤＣコンバータの電圧を変化させることで一定
の交流電圧が得られる動作の説明図であり、この図を参
照してＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する。コンパ
レータ３１４に発振器３１１からの三角波信号とオペア
ンプ３１３の出力が入力される。三角波信号に対するオ
ペアンプ３１３の出力レベルによりコンパレータ３１４
の出力する方形波のデューティ比が変化する。オペアン
プ３１３には基準電圧と分圧値Ｖ_Bが入力される。基準
電圧は、標準的な状態で所望の出力が得られるようにあ
らかじめ定められる。交流電圧に対応する検出値、すな
わち分圧値Ｖ_Bが基準値に等しい時にはオペアンプ３１
３から所定のレベルの出力が得られる。これが図７で実
線で示した状態である。三角波信号に対して実線の「基
準」で示したレベルの信号をオペアンプ３１３が出力
し、コンパレータ３１４からは図７の(b) に実線で示し
た方形波信号が出力される。これにより電圧Ｖ _Aは (c)
で示すようなレベルになる。

【００２９】次に分圧値Ｖ_Bが変化した場合には、図７
に破線で示すように、分圧値Ｖ_Bが小さくなる時には、
コンパレータ３１４の出力信号のデューティ比が増大
し、電圧Ｖ_Aも増大する。トランス１４に印加される直
流電圧Ｖ_Aが増大するから交流電圧を増大し、一定値に
近づく。分圧値Ｖ_Bが大きくなる時には、逆に電圧Ｖ_A
が低下する。実際にはコンデンサ３２２の電圧Ｖ_Aの変
化は三角波の周期に比べて遅く、一定の交流出力電圧が
得られるように、直流電圧Ｖ_Aは徐々に変化する。

【００３０】次に本実施例での直流交流変換回路を図８
に示す。１１１は発振器であり、この発振信号の周期の
二倍が交流出力の周期になる。１１２はＤ型フリップフ
ロップでありこの発振信号を 1／2 分周する。１１３と
１１４はアンドゲートであり、それぞれに発振器１１１
の信号とＤ型フリップフロップ１１２の逆相の 1／2分
周信号が入力される。これによりアンドゲート１１３と
１１４からの信号は交互に高「Ｈ」状態になる。アンド
ゲート１１３と１１４の出力点をＳ₁とＳ₂とする。

【００３１】点Ｓ₁とＳ₂はそれぞれ抵抗１１５と１１
６を介して接地されると共にＦＥＴ１１７と１１８の各
ゲートに接続されている。１１９は一次側がセンタタッ
プ型のトランスであり、このセンタタップにＤＣ／ＤＣ
コンバータ３１の出力が接続される。トランス１１９の
一次側の両端はそれぞれＦＥＴ１１７と１１８のドレイ
ンに接続され、ＦＥＴ１１７と１１８のソースは接地さ
れている。

【００３２】図９はプッシュプル型直流交流変換回路の
動作を示す図であり、この図を参照して図８の回路動作
を説明する。点Ｓ₁がＨ状態になることにより、ＦＥＴ
１１７がオン状態になる。この時、点Ｓ₂はＬ状態であ
り、ＦＥＴ１１８はオフ状態である。これによりトラン
ス１１９の一次側巻線の上側のみに直流電圧Ｖ_Aが印加
され、二次側巻線にピーク電圧が nＶ_Aの電圧が励起さ
れる。ここでｎは巻線比である。次に点Ｓ₁が「Ｌ」状
態になり、点Ｓ₂が「Ｈ」状態になることにより、ＦＥ
Ｔ１１７がオフ状態になり、ＦＥＴ１１８がオン状態に
なる。これにより下側の一次巻線に逆方向の電圧Ｖ_Aが
印加され、二次側には正負逆の電圧が励起される。これ
を図６に示すように繰り返すことにより二次巻線、すな
わち出力側に交流電圧が生じる。二つのＦＥＴ１１７と
ＦＥＴ１１８が同時にオン状態とならないように点Ｓ₁
とＳ₂は所定の間隔をあけて「Ｈ」になる。

【００３３】図８に示すようにプッシュプル型では一次
側にセンタタップ型コイルを用いており、正負対称な交
流電圧が得られる。しかも交流電圧は直流電圧Ｖ_Aによ
って決定される。前述のようにＰＤＰの各セグメント部
はコンデンサを形成しており、電圧の印加方向を切り換
えることにより発光させている。上記第一実施例のイン
バータ電源をプラズマディスプレイパネル（ＰＤＰ）に
用いた時には、各セグメント部がなすコンデンサに蓄積
されたエネルギは、熱となって放出されていた。そこで
このような容量負荷のエネルギを有効に利用できるよう
にしたインバータ電源を第二実施例として図１０に示
す。

【００３４】この第二実施例は図示の通り図５の第一実
施例とほぼ同じ構成であり、出力回路に直列にコイル４
１を設けた点だけが異なる。コイル４１とＰＤＰが形成
するコンデンサにより共振回路が形成され、電圧印加時
の切り換え時にコンデンサに蓄積されたエネルギを一時
的に吸収し、効率を改善する。図１０に示すようなコイ
ル４１を設けた時の直流交流変換部のタイミングチャー
トを図１１に示す。一次巻線への電圧印加が終了し上下
どちらの一次巻線にも電圧が印加されなくなると、ＰＤ
Ｐが形成するコンデンサに蓄積されたエネルギは一時的
にコイル４１に吸収された後に交流出力の変化に沿って
放出される。従ってこのエネルギを有効に利用するため
にはエネルギの放出後に逆方向への直流印加を開始する
必要があり、第一実施例に比べてスイッチング間隔を大
きくすることが必要である。

【００３５】第一及び第二実施例では、直流交流変換回
路にプッシュプル方式を用いた。しかし本発明はプッシ
ュプル方式に限られるものではなく、従来例として図１
２に示したフライバック方式等の他の方式にも適用可能
である。フライバック方式の直流交流変換回路に本発明
を適用した第三実施例を図１２に示す。図から明らかな
ように、この実施例は直流の入力部に第一実施例と同様
のＤＣ／ＤＣコンバータ３１を設け、プラス側の交流電
圧に応じてトランス１２５に印加する直流電圧を変化さ
せている。従来例として説明したように、この回路では
マイナスの出力電圧が所定値に達した時にトランジスタ
１２１をオフ状態としてトランス１２５への直流電圧の
印加を停止し、フライバックによりプラス側の電圧を発
生させている。従ってマイナス側のピーク電圧は所定の
値が得られるが、本実施例では更にＤＣ／ＤＣコンバー
タ３１により印加直流電圧を変化させてプラス側のピー
ク電圧も安定させることが可能になる。

【００３６】

【発明の効果】本発明により、入力電圧の変動及び負荷
の変動があっても安定的に一定の出力電圧が得られるイ
ンバータ電源が実現できる。更にこのようなインバータ
電源をプラズマディスプレイパネル（ＰＤＰ）に内蔵さ
せることにより、点灯不良や余剰点灯を生じないＰＤＰ
が実現できる。またこのことはＰＤＰの特性の許容範囲
の増加をもたらし、ＰＤＰ製造における歩留り向上にな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のインバータ電源の基本構成を示す図で
ある。

【図２】本発明のインバータ電源で、直流交流変換手段
をプッシュプル型にしたものの基本構成を示す図であ
る。

【図３】本発明のインバータ電源で、更に出力に直列に
インダクタンス素子を備えるものの基本構成を示す図で
ある。

【図４】本発明のインバータ電源を内蔵するプラズマデ
ィスプレイパネルの基本構成を示す図である。

【図５】第一実施例の構成を示す図である。

【図６】第一実施例での電圧可変のＤＣ／ＤＣコンバー
タ回路を示す図である。

【図７】図６のＤＣ／ＤＣコンバータの電圧を変化させ
る動作の説明図である。

【図８】第一実施例での直流交流変換回路を示す図であ
る。

【図９】図８のプッシュプル型直流交流変換回路の動作
を示す図である。

【図１０】第二実施例の構成を示す図である。

【図１１】第二実施例での直流交流変換のタイミングチ
ャートを示す図である。

【図１２】第三実施例の構成を示す図である。

【図１３】リフレッシュ型プラズマディスプレイの動作
原理の説明図である。

【図１４】プラズマディスプレイにおける印加電圧の許
容範囲の存在の説明図である。

【図１５】電源内蔵型プラズマディスプレイパネルの構
成を示す図である。

【図１６】プラズマディスプレイパネルでの発光部の選
択方式の例を示す図である。

【図１７】従来のインバータ電源の回路例を示す図であ
る。

【図１８】図１７のインバータ電源の出力の様子を示す
図である。

【符号の説明】

１…直流交流変換手段２…出力電圧検出手段３…入力電圧可変手段４…インダクタンス素子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流を交流に変換する直流交流変換手段
（１）を備えたインバータ電源において、該直流交流変換手段（１）の出力する交流電圧を検出す
る出力電圧検出手段（２）と、該出力電圧検出手段（２）の検出した前記交流電圧に応
じて、前記直流交流変換手段（１）に供給する前記直流
の電圧を、出力される前記交流電圧が一定の値となるよ
うに変化させる入力電圧可変手段（３）を備えることを
特徴とするインバータ電源。
【請求項２】前記直流交流変換手段（１）は、プッシ
ュプル型であることを特徴とする請求項１に記載のイン
バータ電源。
【請求項３】前記直流交流変換手段（１）の出力に直
列に接続されたインダクタンス素子（４）を備えること
を特徴とする請求項２に記載のインバータ電源。
【請求項４】請求項１から３のいずれかに記載のイン
バータ電源を駆動用電源（９）として内蔵するプラズマ
ディスプレイパネル。