CN102299658B - 一种自激推挽式变换器及其实现推挽振荡的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种自激推挽式变换器，其推挽用开关三极管基极的直流回路到有效供电端之间为一恒流源；利用所述的恒流源向所述的推挽三极管基极提供恒定电流，随着工作电压升高，由于所述的推挽三极管基极电流被所述的恒流源限制，其集电极电流无法增加，电路进入非磁心磁饱和的推挽工作方式。

Description

一种自激推挽式变换器及其实现推挽振荡的方法

技术领域

本发明涉及DC-DC或DC-AC变换器，特别涉及工业控制与照明行业。 

背景技术

现有的自激推挽式变换器，电路结构来自1955年美国罗耶(G.H.Royer)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，这也是实现高频转换控制电路的开端；部分电路来自1957年美国查赛(Jen Sen，有的地方译作“井森”)发明的自激式推挽双变压器电路，后被称为自振荡Jensen电路；这两种电路，后人统称为自激推挽式变换器。自激推挽式变换器在电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第67页至70页有描述，该书ISBN号7-121-00211-6。电路的主要形式为上述著名的Royer电路和自振荡Jensen电路。 

图1-1为自激推挽式变换器常见应用，电路结构为Royer电路，其中与偏置电阻R1并联的电容C1在很多场合可以省去，在ZL专利号为03273278.3，公开日期：2004年8月25日，名称为《自激推挽式变换器》文中，提供了一种带软启动功能的Royer电路，参见图2，解决了图1-1中电容C1在开机时对推挽用开关三极管的冲击。 

图1-2也是一种应用方式，电路结构仍为Royer电路，把原一只偏置电阻R1拆为两只R1u和R1d串联而已，多用于较高的工作电压输入。同样，与偏置电阻R1u并联的电容C1在很多场合可以省去，故图1-2中电容C1以虚线绘制。 

图3也是常见的Royer电路，简化了反馈绕组的绕法，其直流信号回路，晶体三极管TR1和TR2的工作点是一样的，但电路处于自激振荡状态时，晶体三极管TR1和TR2的工作有差异。在公开号US 2007182342(A1)，公开日期为2007-08-09的《LCD BACKLIGHT DRIVER》中，使用的就是类似图3的Royer电路作为单元电路。而图4是图3电路的原形，图4的主要特征是使用两只偏置电阻R1a和R1b，分别置于推挽用开关三极管的基极到有效供电端；图3把原本两只偏置电阻R1a和R1b，简化为一只，是在图4基础上的一种节约成本方案。在公开号US 2006250822(A1)，公开日期为2006-11-09的《Switching power supply apparatus》中，使用的就是类似图4的电阻偏置方法作为单元电路。 

图5是常见的一种Royer电路。由于在供电回路中串入电感L1，且在推挽用开关三极管集电极之间并联一只电容CL，电路输出接近正弦波，常见于节能灯电子整流器等电路上，同样，也可以简化反馈绕组的绕法，而采用类似图3、图4的变形方法。 

Royer电路的振荡频率是电源电压的函数，在电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第68页第18行有描述，该书ISBN号7-121-00211-6。这里引用如下： 

$f=\frac{\mathrm{Vs}}{4\mathrm{BwSN}}\×{10}^4\mathrm{Hz}$ ……………………………………………公式(1) 

式中：f为振荡频率，BW为工作磁感应强度(T)，N为线圈匝数，S为磁心有效截面积。 

图1-1的电路结构为：输入滤波电容C连接于电压输入端与地之间，对输入电压进行滤波；滤波后的输入电压接入启动电路，启动电路由偏置电阻R1和电 容C1并联组成，在较高的电源电压输入时，C1可以省去；偏置电阻R1的两端分别与电压输入端以及为两个推挽晶体管TR1、TR2基极提供正反馈的耦合变压器B原边线圈NB1和NB2的中心抽头连接；两个推挽晶体管TR1、TR2的发射极共地，两个集电极分别连接耦合变压器原边线圈NP1和NP2的两个端头，基极连接耦合变压器原边线圈NB1和NB2的两个端头，原边线圈NP1和NP2中的中心抽头连接电压输入端；耦合变压器B的副边线圈NS连接输出滤波电路至电压输出端。 

其工作原理简述为：参见图1-1，Royer电路是利用磁心饱和特性进行推挽振荡，接通电源瞬间，偏置电阻R1和电容C1并联回路通过线圈NB1和NB2绕组为三极管TR1和TR2的基极、发射极提供了正向偏压，两只三极管TR1和TR2开始导通，由于两个三极管特性不可能完全一样，因此，其中一只三极管会先导通，假设三极管TR2先导通，产生集电极电流I_C2，其对应的线圈NP2绕组的电压为上正下负，根据同名端关系，其基极线圈NB2绕组也出现上正下负的感应电压，这个电压增大了三极管TR2的基极电流，这是一个正反馈的过程，因而很快使三极管TR2饱和导通；相应地，三极管TR1对应的线圈NB1绕组的电压为上正下负，这个电压减小了三极管TR1的基极电流，三极管TR1很快完全截止。 

三极管TR2对应的线圈NP2绕组里的电流，以及这个电流产生的磁感应强度随时间线性增加，但磁感应强度增加到耦合变压器B磁心的饱和点Bm时，线圈的电感量迅速减小，从而使三极管TR2开关管的集电极电流急剧增加，增加的速率远大于基极电流的增加，三极管TR2开关管脱离饱和，三极管TR2开关管的集电极到发射极的压降UCE增大，相应地，变压器N_P2绕组上的电压就减小同一数值，线圈NB2绕组感应的电压减小，结果使三极管TR2开关管基极电压也降低，造成三极管TR2开关管向截止方向变化，此时，变压器线圈上的电压将反向，使另一只三极管TR1导通，此后，重复进行这一过程，形成推挽振荡。绕组Ns的输出端的波形如图6所示。 

其特点为：利用磁心饱和特性进行推挽振荡，耦合变压器输出波形为近似方波，电路的变换效率较高。图5的电路由于在供电回路中串入电感L1，且在推挽用开关三极管集电极之间并联一只电容CL，电路输出波形接近正弦波。 

另一个与Royer电路相似的结构，就是开关驱动功能与主功率变压器脱离的电路，如图7所示。这个电路就是著名的自振荡Jensen电路，中文常音译为“井森”电路，电路的自振荡频率和驱动功能，改由磁饱和的变压器B2来实现，因此，主功率变压器B1能工作在不饱和状态。其中，C1或C1a一般只保留一只，C1a是C1的等效接法，但是接在C1a时，电路可以实现软启动，需要说明的是C1和C1a同时去除，电路也是可以工作的。 

虽然B2出现磁饱和，因为B2体积小，磁饱和消耗的能量小，电路的总体效率高。与相同条件下的Royer电路比较，在工作电压、负载、温度发生变化时，Jensen电路的自振荡频率相对比较稳定。 

当然，Jensen电路的应用较广，其电路的形式也多样，主要也是体现在图7中R1偏置方式的变化。 

上述的图1至图7，不包括图6，都是现有的自激推挽式变换器。它们有共同的缺点为： 

1、工作电压适应性差。 

负载空载时，随着电路的工作电压上升，电路的输入电流，即相当于电路的静态电流也随之上升，引起电路的空载损耗增大。 

表一为Royer电路实测参数。如使用图1-1的电路，做成输入直流5V，输出直流5V，输出电流为200mA的变换器，即输出功率1W。电路的主要参数为：电容C为1uF电容，电阻R1为1KΩ，电容C1为0.047uF电容，三极管TR1和TR2为放大倍数在200倍左右的开关三极管，其集电极最大工作电流为1A。变压器的后续输出采用图8的电路结构，图8为公知的全波整流电路。 

在整个测试过程中，没有对电路任何参数进行调整，或器件更换。工作电压达12V及以上时，测试时间极短，因为电路的空载损耗极大，测试时间稍长，电路就会损坏。 

表一 

测试时，在5V时输出200mA，在其它工作电压下，尽可能地配合改变负载，把输出电流调大，让其接近200mA，直到输出电压会跌落达到5％时，停止改变负载。 

表二为Jensen电路实测参数。电路采用图7的电路，做成输入直流5V，输出直流5V，输出电流为200mA的变换器，即输出功率1W。电路的主要参数为：电容C为1uF电容，电阻R1为1KΩ，电容C1a为0.047uF电容，三极管TR1和TR2为放大倍数在200倍左右的开关三极管，其集电极最大工作电流为1A。变压器的后续输出采用图8的电路结构。 

表二 

电路的变换效率为： 

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{Vout}\×\mathrm{Iout}}{\mathrm{Vin}\×\mathrm{Iin}}\×100\%$ ……………………………………公式(2) 

式中：Vin为工作电压，即输入电压，Iin为输入电流；Vout为输出电压，Iout为输出电流。 

从表一可以看出，工作在5V的电路，若让其工作在8V下，其自身的损耗已达280mW，在微功率DC/DC变换器中，这是勉强能接受的，而在12V的工作电压下，其自身损耗已达828mW，而在20V下，其自身损耗已达3600mW，即3.6W，电路工作时间超过3秒，电路就会损坏。因此，电路的变换效率也随着工作电压上升而下降。Jensen电路有相同的问题。即工作电压升高，引起现有自激推挽式变换器的空载工作电流上升过快、空载损耗上升过快、变换效率下降。 

2、抗浪涌性能差。基于上述原因，当输入电压出现浪涌时，电路极易损坏，主要都是损坏开关三极管。 

3、设计工作在其它电压值的自激推挽式变换器，都存在这种缺点。 

发明内容

有鉴如此，本发明要解决的技术问题是：使自激推挽式变换器工作电流随工作电压上升时，上升缓慢或不上升，且当自激推挽式变换器输入电压中出现浪涌时，自激推挽式变换器具备一定的抗浪涌能力，不易损坏开关三极管。 

为解决上述技术问题，本发明提供一种自激推挽式变换器，其特征在于推挽用开关三极管基极的直流回路到有效供电端之间为一恒流源；即在Royer或Jensen电路的基础上，取消推挽用开关三极管基极的直流回路到有效供电端之间的偏置电阻，分别增加恒流源代替原偏置电阻。 

所述的恒流源的电流方向应与被取消的原偏置电阻电流方向一致，即恒流源的电流方向为流入至NPN晶体三极管的基级；或恒流源的电流方向从PNP晶体三极管的基级流入至所述的恒流源。 

所述的恒流源可以通过并联获得更大的恒流值。 

所述的恒流源可以是任何一种半导体器件或实现恒流的电子线路。 

本发明的工作原理是，恒流源取代了原偏置电阻，但电流方向一致，当自激推挽式变换器工作电压由于某种原因升高时，由于恒流源的存在，向两只推挽三极管基极提供的电流是恒定不变的。观察其中的一只三极管集电极电流进行对比，使用现有技术时，随着工作电压升高，所需的磁心饱和电流急剧增大，引起电路的空载损耗增加，变换效率降低。本发明由于基极电流被限制在一个特定的值，电路进入一种新的方式工作，实现推挽振荡，简述如下： 

接通电源瞬间，恒流源通过反馈绕组1和反馈绕组2为三极管1和三极管2的基极、发射极提供了正向偏压，三极管1和三极管2开始导通，由于两个三极管特性不可能完全一样，因此，其中一只三极管会先导通，假设三极管1先导通，产生集电极电流，其对应的线圈绕组1的电压为电源端正，与三极管1集电极连接的一端为负，根据同名端关系，其基极反馈绕组1也出现正反馈的感应电压，这个电压维持了、增加了三极管1的基极电流，这是一个正反馈的过程，因而很快使三极管1饱和导通；相应地，三极管2对应的基极反馈绕组2的感应电压，减小了三极管2的基极电流，三极管2很快完全截止。三极管2的基极电流减小部分，全部成为三极管1的基极电流增加部分。 

三极管1对应的线圈绕组1的电流，以及这个电流产生的磁感应强度随时间线性增加，磁感应强度增加到耦合变压器B磁心的饱和点Bm之前时，三极管1的集电极电流接近或达到其基极电流和其放大倍数乘积时，三极管1会退出饱和区，进入放大区。三极管1的集电极到发射极的压降UCE显著增大，相应地，三 极管1对应的线圈绕组1的两端电压就减小同一数值，其基极反馈绕组1也出现相应的感应电压，也在减小，这个电压减弱了三极管1的基极电流，这是一个正反馈的过程，因而很快使三极管1退出放大状态，进入截止状态；相应地，三极管2对应的基极反馈绕组2的感应电压，却增加了三极管2的基极电流，三极管2很快完全饱和导通。三极管2的基极电流增加部分，全部来自三极管1的基极电流减小部分。 

这样，两只三极管交替导通，完成推挽振荡模式。由于基极总输入电流，被恒流源限制，不随工作电压波动而改变，所以电路在工作电压升高时，电路进入一种新的推挽振荡模式。 

当然，在适当负载、适当工作电压等条件下时，电路仍可工作在利用磁心饱和特性进行推挽振荡。 

由于在工作电压提高后，使用现有技术的偏置电阻能提供更大的基极电流，电路利用磁心饱和特性进行推挽振荡，这时的集电极电流过大，极易烧毁三极管。而使用恒流源偏置后，电路进入一种全新的推挽振荡模式，三极管集电极最大电流被基极电流限制，该电流最大值与恒流源输出电流和三极管的放大部数的乘积有关。从而使推挽三极管工作在安全区内。 

Jensen电路的工作原理与此相似。 

作为上述技术方案的进一步改进，在输出端增加同步整流电路，由于同步整流的效率高，整流时压降损失小，可以提高电路的工作效率；同时在较宽的输入电压范围内，可以实现输出电压和输入电压线性同步。 

有益效果 

本发明的优点在于使用恒流源作为偏置后，随着工作电压升高，电路在同等条件下，空载功耗降低，电路的变换效率与现有技术相比有明显提升，下面以二组实际测试数据说明。 

同样使用图1-1的Royer电路，做成输入直流5V，输出直流5V，输出电流为200mA的变换器，即输出功率1W。变压器的输出采用图8的电路结构。电路的主要参数为：电容C为1uF电容，电阻R1替换为4.3mA恒流源，电容C1为0.047uF电容，三极管TR1和TR2为放大倍数在200倍左右的开关三极管，其集电极最大工作电流为1A。实测其参数如下表三： 

表三 

用表三的数据与表一的数据进行对比，可以看到，在同等条件下，本发明的自激推挽式Royer变换器和现有的自激推挽式Royer变换器相比，在工作电压升高后，空载输入电流、空载损耗、变换效率都有显著改进： 

1、相同工作电压下，使用本发明的电路空载电流明显下降。如在20V工作电压下，现有技术为180mA，且该电流随着工作时间延长，几秒后急剧升高至300mA以上。本发明为30mA，且电流值非常稳定，长期工作不出现上升。其对比图参见图9。 

2、相同工作电压下，本发明的空载损耗降低。如在20V下，现有技术为3600mW，本发明为600mW。其对比图参见图10。 

3、相同工作电压下，本发明的变换效率提升。如在20V下，现有技术为58.6％，本发明为86.0％。其对比图参见图11。 

另外，使用本发明应用于图7电路，做成输入直流5V，输出直流5V，输出电流为200mA的变换器，即输出功率1W。电路的主要参数为：电容C为1uF电容，电阻R1替换为4.3mA恒流源，电容C1a为0.047uF电容，三极管TR1和TR2为放大倍数在200倍左右的开关三极管，其集电极最大工作电流为1A。变压器的后续输出采用图8的电路结构。实测其参数如下表四： 

表四 

用表四的数据与表二的数据进行对比，可以看到，在同等条件下，本发明的自激推挽式Jensen变换器和现有的自激推挽式Jensen变换器相比，在工作电压升高后，空载输入电流、空载损耗、变换效率都有显著改进： 

1、相同工作电压下，使用本发明的电路空载电流明显下降。如在15V工作电压下，现有技术为200mA，且该电流随着工作时间延长，几秒后急剧升高至300mA以上。本发明为37mA，且电流值非常稳定，长期工作不出现上升。其对比图参见图12。 

2、相同工作电压下，本发明的空载损耗降低。如在15V下，现有技术为3000mW，本发明为555mW。其对比图参见图13。 

3、相同工作电压下，本发明的变换效率提升。如在15V下，现有技术为22.6％，本发明为64.6％。其对比图参见图14。 

其它有益效果一： 

本发明的优点还在于，自激推挽式Royer变换器使用恒流源作为偏置后，随着工作电压升高，电路在同等条件下，输出端出现短路时，即图8的DC OUT短路，本发明的短路保护性能有明显提高。同样使用图1-1的Royer电路，实测对比数据如下表五： 

表五 

现在技术的Royer电路在出现负载短路时，当工作电压提高时，工作电流同步升高，且在15V及15V以上工作电压时，瞬间烧毁推挽三极管；更换同型号三极管，使用本发明的电路测试，发现在工作电压提高、负载短路时，输入总电流下降。对比图参见图15。 

上述使用4.3mA恒流源偏置短路保护性能明显提高与本发明带来的特殊的新的推挽振荡模式有关，现有的Royer自激推挽式变换器，其短路保护的实现机理是通过变压器的漏感实现的，变压器都会存在漏感，理想的变压器并不存在，变压器的漏感是初级线圈所产生的磁力线不能都通过次级线圈，因此产生漏磁的电感称为漏感。次级线圈通常作输出用，当次级线圈直接短路时，这时测出的初级线圈仍存在电感量，通常近似地认为是漏感。现有的Royer自激推挽式变换器，参见图1-1，当负载出现短路时，等效于NP1和NP2的电感量降至一个很小的值，电路进入高频自激推挽式振荡，参见公式(1)，负载短路时，相当于公式(1)中SN的乘积变小，工作频率上升。随着工作电压提高，电阻R1提供的基极电流随工作电压升高而线性上升，电路要维持振荡，磁心要实现磁饱和要消耗更多的能量，所以，负载短路时，电路的总输入电流，即工作电流升高。 

而本发明电路进入新的推挽振荡模式，当负载出现短路时，电路进入高频自激推挽式振荡时，不是依靠磁心磁饱时开关三极管的集电极电流急聚上升实现推挽状态翻转，而是基极电流被限制，集电极电流无法上升，导致开关三极管进入放大区，实现电路的推挽状态翻转，不存在磁心进入磁饱和而消耗更多的能量，由于变压器的线圈，匝与匝之间存在分布电容，其等效电路为图16所示，图16为公知的所有实际电感的等效电路原理图。R0的电阻较小，C0的容量也很小，在低频工作时，C0的影响可以忽略不计，但在负载出现短路时，电路进入高频自激推挽式振荡时，图16的电路就是一个标准的LC回路，振荡的能量在回路中谐振，振荡的波形接近正弦波，由于频率高，变压器的传输效率低，振荡产生的近似正弦波，有其峰值被后续的输出短路回路所限幅而已，振荡产生的近似正弦波能量在变压器的初级中谐振，故消耗的能量小，体现在输入端，就是总工作电流下降。图17为短路发生时，在变压器中加绕2匝作为检测口，测出的近似正弦波高频振荡，其顶部不光滑，且有衰减式阻尼振荡，这是其峰值被后续的输出短路回路所限幅而产生的特有现象。本发明的电路在负载出现短路时，工作电压12V时，总工作电流为15mA，总功耗才180mW，参见表五，而现有技术总工作电流高过120mA，功耗高达1440mW。 

尽管在低压时，本发明没有优势，但由于工作电压低，总功耗不会超过任一只开关三极管的功耗，电路不会损坏。 

即本发明可以让自激推挽式Royer变换器获得更好的短路保护性能。 

其它有益效果二： 

本发明的优点还在于，当输出采用同步整流电路，可以实现在较宽的输入电压范围内，实现输出电压和输入电压线性同步。 

自激推挽式Royer变换器使用恒流源作为偏置后，采用图8的输出电路，并使用同步整流电路取代二极管D21、二极管D22，本发明的输出电压和输入电压几乎相等，同样使用图1-1的Royer电路，实测对比数据如下表五： 

表六 

相同工作条件下，输出电压都是在同一负载电流值下测出，这样可对比性强。为了方便对比，把输出电压与输入电压的比值单独列出，这样很直观地反映出对比，请见表七： 

表七 

采用同步整流后，由于同步整流引起的压降损失远小于原来二极管D21和二极管D22，输出变压器输出绕组的匝数要减少，所以在5V输入时，很难找到合适的圈数使得输出为5.00V，最后只找到一个比较接近的4.97V输出电压。 

现在技术的Royer电路在工作电压提高至20V，由于损耗达3600mW，见表一数据，即使采用同步整流技术使得输出电压线性同步，也无法工作在20V的输入电压下。而本发明由于在20V，空载电流是30mA，损耗是600mW，参见表三，仍可正常工作。本发明解决了工作电压适应性差，才使得输出电压线性同步成为实用技术。 

从表七可以看出，在3V至20V范围内：现有技术，输出精度在-7.7％至15.9％之间；而本发明输出精度稳定在-3.7％至-0.7％之间。 

测试时都采用图18的接线方式，RL为可变负载，可以有效地减小测量误差。电流表和电压表均使用 品牌的MY65型4位半数字万用表的200mA档和20V档或200V档，同时使用了四块及四块以上的万用表。 

MY65型4位半数字万用表其测电压时，内阻为10MΩ，200mA电流档的内阻为1Ω。当电流超过200mA时，采用了两块电流表置于200mA档并联测量，把两块表的电流读数相加，即为测量值。电流表并联测量是现有电子工程的成熟技术。 

V1电压表头为工作电压Vin，即输入电压；A1电流表头为输入电流Iin，即为工作电流；V2电压表头为输出电压Vout，A2电流表头为输出电流Iout；那么变换效率可以用公式(2)计算得出。 

附图说明

图1-1为自激推挽式变换器中Royer常见应用电路原理图； 

图1-2为自激推挽式变换器中Royer常见的另一种应用电路原理图； 

图2Z为L专利号为03273278.3，公开的一种带软启动功能的Royer电路； 

图3为简化反馈绕组的一种Royer应用电路； 

图4为图3电路的原形，简化反馈绕组的一种Royer应用电路； 

图5为一种输出接近正弦波的Royer应用电路； 

图6为图1-1电路中Ns绕组的输出波形图； 

图7为自激推挽式变换器中著名的Jensen电路的常见应用原理图； 

图8为公知的全波整流电路； 

图9为5V转5V Royer电路不同偏置方法空载输入电流对比图； 

图10为5V转5V Royer电路不同偏置方法空载损耗对比图； 

图11为5V转5V Royer电路不同偏置方法变换效率对比图； 

图12为5V转5V Jensen电路不同偏置方法输入电流对比图； 

图13为5V转5V Jensen电路不同偏置方法空载损耗对比图； 

图14为5V转5V Jensen电路不同偏置方法变换效率对比图； 

图15为5V转5V Royer电路不同偏置方法，负载短路时，电路输入总电流对比图； 

图16为公知的电感实际等效电路原理图； 

图17为本发明电路在负载短路时，变压器中检测到的高频振荡波形； 

图18为本文中通用使用的测试原理图； 

图19为本发明第一实施例的电路图； 

图20为本发明第二实施例的电路图； 

图21为本发明第三实施例的电路图； 

图22为本发明第四实施例的电路图； 

图23为恒流源在电路图中符号； 

图24-1为恒流二极管构成恒流源的原理图； 

图24-2为结型场效应管构成恒流源的原理图； 

图24-3为另一种结型场效应管构成恒流源的原理图； 

图24-4为双极性PNP管构成恒流源的原理图； 

图24-5为另一种双极性PNP管构成恒流源的原理图； 

图24-6为采用TL431精密可调基准集成电路构成的恒流源的原理图； 

图24-7为采用LM317稳压集成电路构成的恒流源的原理图； 

图25为实施例五，为实施例二采用图24-4的恒流源电路实现的本发明电原理图； 

图26为实施例六原理图； 

图27为实施例七原理图。 

具体实施方式

图19为第一实施例，如图19所示，较背景技术图1-1中的不同处在于：采用恒流源I1替代了原电阻R1，电路的主体为自激推挽式变换器，电路的工作原理为： 

恒流源I1取代了原偏置电阻R1，但电流方向一致，当图19的自激推挽式变换器工作电压由于某种原因升高时，由于恒流源的存在，向两只推挽三极管TR1和TR2基极提供的电流是恒定不变的。观察其中的一只三极管集电极电流进行对比，使用现有技术时，随着工作电压升高，所需的磁心饱和电流急剧增大，引起电路的空载损耗增加，变换效率降低。本发明由于基极电流被限制在一个特定的值，电路进入一种新的方式工作，实现推挽振荡，简述如下： 

接通电源瞬间，恒流源I1通过反馈绕组NB1和反馈绕组NB2为三极管TR1和三极管TR2的基极、发射极提供了正向偏压，三极管TR1和三极管TR2开始导通，由于两个三极管的电气特性不可能完全一样，因此，其中一只三极管会先导通，假设三极管TR2先导通，产生集电极电流，其对应的线圈绕组NP2的电压为电源端正，与三极管TR2集电极连接的一端为负，即在图中为上正下负。根据同名端关系，其基极反馈绕组NB2也出现正反馈的感应电压，NB2在图中也是上正下负，这个电压维持了、增加了三极管TR2的基极电流，这是一个正反馈的过程，因而很快使三极管TR2饱和导通；相应地，三极管TR1对应的基极反馈绕组NB1的感应电压，NB1在图中也是上正下负，减小了三极管TR1的基极电流，三极管TR1很快完全截止。三极管TR1的基极电流减小部分，全部成为三极管TR2的基极电流增加部分。 

三极管TR2对应的线圈绕组NP2的电流，以及这个电流产生的磁感应强度随时间线性增加，磁感应强度增加到耦合变压器B磁心的饱和点Bm之前时，三极管TR2的集电极电流接近或达到其基极电流和其放大倍数乘积时，三极管TR2会退出饱和区，进入放大区。三极管TR2的集电极到发射极的压降UCE显著增大，相应地，三极管TR2对应的线圈绕组NP2的两端电压就减小同一数值，其基极反馈绕组NB2也出现相应的感应电压，也在减小，这个电压减弱了三极管TR2的基极电流，三极管TR2的集电极电流进一步减小，这是一个正反馈的过程，因而很快使三极管TR2退出放大状态，进入截止状态；相应地，三极管TR1对应的基极反馈绕组NB1的感应电压，此刻却增加了三极管TR1的基极电流，三极管TR1很快完全饱和导通。三极管TR1的基极电流增加部分，全部来自三极管TR2的基极电流减小部分。 

这样，两只三极管交替导通，完成推挽振荡模式。由于基极总输入电流，被恒流源I1限制，不随工作电压波动而改变，所以电路在工作电压升高时，电路进入一种新的推挽振荡模式。随着工作电压升高，由于脱离了磁心饱和工作方式，所以不会引起工作电流急聚增加，不会引起电路的空载损耗急聚增加，同样也就提高了变换效率，实现了前文所说的有益效果。 

图20为第二实施例，如图20所示，是对现有技术图2的发明替代，较图19中的不同处在于：电容C1一端连接在变压器B的反馈绕组中心抽头与恒流源 相连接点，另一端连接在输入电源地线上。不仅可以实现图19的全部功能，同时，由于C1是连接在地线上，在电路上电瞬间，电容C1不再像图19那样，对三极管的基极与发射级存在一个冲击电流。相反，在本实施中，由于电容C1两端电压不能突变，电路实现了软启动功能，即电容C1的端电压，随着恒流源对电容C1充电，至电容C1的端电压升高至足以让三极管TR1和TR2导通时，电路才进入推挽振荡。 

第二实施例电路工作原理同第一实施例。这里不再赘述。 

图21为第三实施例，这是对应现有技术图3的发明替代，现有技术图3和本实施例在实际应用中，为了更好的发挥电路性能，一般会在三极管TR1和TR2的基极至发射极分别并联一只低压稳压二极管，低压稳压二极管取值一般低于三极管TR1和TR2的基极至发射极的反向耐压，反向耐压一般在5V至7V之间。一般取5.6V以下的稳压二极管。稳压二极管的阴极连接在三极管TR1或TR2的基极上，稳压二极管的阳极连接在三极管TR1或TR2的发射极上。稳压二极管的主要作用是防止单反馈绕组引发的反压击穿三极管TR1或TR2的基极至发射极。 

若没有并联稳压二极管，电路是利用三极管TR1和TR2的基极至发射极在反向击穿状态下相当于一只5至7V的稳压管工作。第三实施例电路的工作原理是： 

恒流源I1取代了原偏置电阻R1，但电流方向一致，当图21的自激推挽式变换器工作电压由于某种原因升高时，由于恒流源的存在，向两只推挽三极管TR1的TR2基极提供的电流是恒定不变的。观察其中的一只三极管集电极电流进行对比，使用现有技术时，随着工作电压升高，所需的磁心饱和电流急剧增大，引起电路的空载损耗增加，变换效率降低。本发明由于基极电流被限制在一个特定的值，电路进入一种新的方式工作，实现推挽振荡，简述如下： 

接通电源瞬间，恒流源I1直接对三极管TR1的基极供电，同时通过反馈绕组NB为三极管TR2的基极、发射极提供了正向偏压，由于反馈绕组NB内阻很低，接近0欧姆，三极管TR1和三极管TR2开始导通，由于两个三极管的电气特性不可能完全一样，因此，其中一只三极管会先行导通，假设三极管TR2先导通，产生集电极电流，其对应的线圈绕组NP2的电压为电源端正，与三极管TR2集电极连接的一端为负，即在图中为上正下负。根据同名端关系，其基极反馈绕组NB也出现正反馈的感应电压，NB在图中也是上正下负，这个电压维持了、增加了三极管TR2的基极电流，这是一个正反馈的过程，因而很快使三极管TR2饱和导通；相应地，由于三极管TR2的基极在这时处于0.7V左右的电压，即反馈绕组NB的上端被钳位至0.7V，而感应电压为上正下负，这时三极管TR1的基极电压一定小于0.7V，而处于不导通状态。即三极管TR1很快完全截止。三极管TR1的基极电流减小部分，全部成为三极管TR2的基极电流增加部分。若反馈绕组NB的感应电压超过6V或以上，三极管TR1的基极和发射极会被反向击穿，这时可以用上述并联二极管的方法解决。 

三极管TR2对应的线圈绕组NP2的电流，以及这个电流产生的磁感应强度随时间线性增加，磁感应强度增加到耦合变压器B磁心的饱和点Bm之前时，三极管TR2的集电极电流接近或达到其基极电流和其放大倍数乘积时，三极管TR2会退出饱和区，进入放大区。三极管TR2的集电极到发射极的压降UCE显著增大，相应地，三极管TR2对应的线圈绕组NP2的两端电压就减小同一数值，其基极反馈绕组NB也出现相应的感应电压，也在减小，这个电压减弱了三极管TR2的基极电流，三极管TR2的集电极电流进一步减小，这是一个正反馈的过程，因而很快使三极管TR2退出放大状态，进入截止状态；相应地，三极管TR1的基极因反 馈绕组NB的感应电压减小直至反向，此刻却增加了三极管TR1的基极电流，三极管TR1很快完全饱和导通。三极管TR1的基极电流增加部分，全部来自三极管TR2的基极电流减小部分。 

这样，两只三极管交替导通，完成推挽振荡模式。由于基极总输入电流，被恒流源I1限制，不随工作电压波动而改变，所以电路在工作电压升高时，电路进入一种新的推挽振荡模式。随着工作电压升高，由于脱离了磁心饱和工作方式，所以不会引起工作电流急聚增加，不会引起电路的空载损耗急聚增加，同样也就提高了变换效率，实现了前文所说的有益效果。 

图22为第四实施例，与第三实施例的图21相比较，恒流源改为两路I1a和I1b，分别对两只三极管直接提供偏置，改善了图21电路中，因为反馈绕组NB内阻对电路引发的影响，其工作原理基本和第三实施例的相同，这里不再赘述。 

在上述的实施例中，恒流源直接使用了图23的电气符号取代，事实上，实现这一恒流源有多种公知的形式： 

如图24-1使用恒流二极管实现恒流源，其1、2引脚分别对应图23中的1、2引脚。恒流二极管缩写为CRD，为英文Current Regulative Diode的缩写。 

如图24-2使用结型场效应管接成恒流源实现恒流源。其1、2引脚分别对应图23中的1、2引脚。结型场效应管缩写为JFET。采用P沟道同样可以实现恒流源电路。 

如图24-3使用结型场效应管接成恒流源实现恒流源。调节图24-4的电阻R的取值，可以方便地改变恒流电流值。其1、2引脚分别对应图23中的1、2引脚。结型场效应管缩写为JFET。采用P沟道同样可以实现恒流源电路。 

如图24-4使用两只PNP型三极管接成恒流源实现恒流源，电路是经典电路，其输出电流约为： 

$\mathrm{Io}=\frac{U_{\mathrm{BE}}}{R_{201}}$ ……………………………………………………………公式(3) 

式中Io为图24-4的2脚输出电流，UBE为三极管TR202的基极、发射极压降，硅管一般取0.6V左右，R201为电阻R201的阻值。该电路同样可以用NPN型三极管实现。实施例二采用图24-4的恒流源电路实现的本发明，如图25所示。 

当三极管TR201和TR202的放大倍数较大时，电路中的R302可以取值较大，这样电路可以优化为二端子器件，以方便使用。如图24-5所示，其恒流效果略差于图24-4的电路。但也满足电路的使用要求。 

图24-6为采用TL431精密可调基准集成电路构成的恒流源的原理图，一样可以实现恒流源，采用其它精密可调基准集成电路一样可以实现，如用TL432，其输出电流约为： 

$\mathrm{Io}=\frac{V_{\mathrm{REF}}}{R_{301}}$ ……………………………………………………………公式(4) 

式中Io为图24-6的2脚输出电流，VREF为精密可调基准集成电路的基准电压，一般是2.50V或2.495V或1.25V，R301为电阻R301的阻值。 

图24-7为采用LM317稳压集成电路构成的恒流源的原理图，一样可以实现恒流源，采用其它的线性稳压集电路同样可以实现。其输出电流约为： 

$\mathrm{Io}=\frac{1.20V}{R_{301}}$ …………………………………………………………公式(5) 

式中Io为图24-7的2脚输出电流，分子1.20V为LM317的基准电压，早期的LM317为1.25V左右，后降为1.20V左右，R301为电阻R301的阻值。 

图24-1至图24-7共列举了7种电路实现图23的恒流源，无论使用何种恒流源作为自激推挽式变换器的直流偏置，都应视为本发明的保护范围。不仅仅局限于上述的种7种恒流源电路。 

图25为实施例五，采用图24-4的恒流源电路实现的本发明，如图25所示，除了恒流源电路，其它的工作原理同实施例二。 

图26为实施例六，是本发明应用于经典的Jensen电路的实施例，电路的主体采用经典的Jensen电路。偏置电路替换为恒流源，其工作原理类似于实施例一，主变压器B1和变压器B2之间，是通过电阻Rb并联的，三极管TR1和TR2的基极同样也可以感应出正反馈的信号，实现推挽振荡。同样，当输入工作电压升高时，现有技术的Jensen电路，其三极管基极电流随工作电压上升而上升，导致集电极电流也大幅上升。由于恒流源I1的存在，向两只推挽三极管TR1和TR2基极提供的电流是恒定不变的，所以，当输入电压升高时，可以实现表四所对应的有益效果。 

图27实施例七，实施例七的输出采用了公知的同步整流电路，其它原理同实施例二，可以实现输出电压和输入电压线性同步，实现在较宽的电压输入范围内，隔离式电压线性同步。 

图27中的同步整流电路是基本自驱动电路，在实际应用时，驱动同步整流场效应管栅极的信号可以来自于其它的独立绕组或其它电路；另外，也可以在同步整流场效应管的栅极串入电容，或增加电阻分压网络等常用的技术手段实现对同步整流场效应管栅极的保护。 

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。如采用公知的三极管复合管代替相应的三极管；用PNP型三极管代替NPN型三极管，而把电源输入电压极性反过来。 

Claims (10)

1.一种自激推挽式变换器，其特征在于：推挽用开关三极管基极的直流回路到工作电压输入端之间为一恒流源；向两只推挽三极管基极提供的总电流是恒定不变。

2.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的推挽用开关三极管为NPN晶体三极管，所述的恒流源的电流方向为流入至所述的NPN晶体三极管的基极。

3.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的推挽用开关三极管为PNP晶体三极管，所述的恒流源的电流方向为从所述的PNP晶体三极管的基极流入至所述的恒流源。

4.根据权利要求1或2或3所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的自激推挽式变换器的输出端为一同步整流电路。

5.一种权利要求1所述的自激推挽式变换器实现推挽振荡的方法，其特征在于：通过在推挽用开关三极管基极的直流回路与工作电压输入端之间设置恒流源；利用所述的恒流源向所述的推挽用开关三极管基极提供恒定电流，随着工作电压升高，由于所述的推挽用开关三极管基极电流被所述的恒流源限制，其集电极电流无法增加，电路进入非磁心磁饱和的推挽工作方式。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于：所述的推挽用开关三极管采用NPN晶体三极管，所述的恒流源的电流方向为流入至所述的NPN晶体三极管的基极。

7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于：所述的推挽用开关三极管采用PNP晶体三极管，所述的恒流源的电流方向为从所述的PNP晶体三极管的基极流入至所述的恒流源。

8.根据权利要求5或6或7所述的方法，其特征在于：所述的恒流源通过并联恒流源以提供更大的三极管基极恒流值。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于：所述的恒流源为可实现恒流的半导体器件或恒流电路。

10.根据权利要求5所述的方法，其特征在于：通过在自激推挽式变换器的输出端设置同步整流电路，使推挽振荡输出电压和输入电压线性同步。