JP2014521302A - 自励プッシュプル式変換器 - Google Patents

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Abstract

【課題】
【解決手段】
本発明は、自励プッシュプル式変換器であって、該変換器のプッシュプル用のトランジスタ（TR1、TR2）のベース直流電気回路と有効な給電端との間に定電流源（I1）を設置し、定電流源（I1）を用いてプッシュプル用のトランジスタ（TR1、TR2）のベースに一定の電流を供給する。動作電圧の増加に伴い、プッシュプル用のトランジスタ（TR1、TR2）のベース直流は定電流源（I1）に制限され、そのコレクタ電流は増加できず、電気回路は非磁気コアの磁気飽和のプッシュプル作動モードに移行する。

Description

本発明は、DC−DC又はDC−AC中の変換器に関し、特に工業制御と照明業界のDC−DC又はDC−AC中の変換器に関する。
従来の自励プッシュプル式変換器は、電気回路の構造が１９５５年に米国のロイヤー（G.H.Royer）が発明した自励発振プッシュプル式トランジスタ単相変圧器直流変換器に由来し、これは高周波数を制御電気回路に転換する発端でもある。電気回路の一部は、１９５７年に米国のジェン・セーン（Jen Sen）が発明した自励プッシュプル式二相変圧器電気回路に由来し、後に自励発振Jensen電気回路と呼ばれるようになった。この二種の電気回路は、後に総じて自励プッシュプル式変換器と呼ばれるようになる。自励プッシュプル式変換器は、電子工業出版社の「スイッチング電源の原理と設計」第６７頁〜７０頁に記載があり、当該本のISBN番号は７−１２１−００２１１−６である。電気回路の主な形式は上記の有名なロイヤー電気回路と自励発振Jensen電気回路である。
図１−１は自励プッシュプル式変換器の一般応用例であり、電気回路の構成はロイヤー（Royer）電気回路であり、バイアス抵抗R1と並列に接続するコンデンサC1は、多くの場合省くことができ、中国特許番号ZL03273278.3（公開日2004年8月25日、発明名称「自励プッシュプル式変換器」）では、ソフトスタート機能付きロイヤー電気回路が提供され（図２を参照）、図１−１中のコンデンサC1の始動時のプッシュプル用のスイッチングトランジスタへの衝撃を解決した。
図１−２も自励プッシュプル式変換器の応用例であり、高い作動電圧の入力のために用いられる。電気回路の構成は依然ロイヤー電気回路であり、従来のバイアス抵抗R1を二つのRluとRldに分けて直列に接続するだけである。同様に、バイアス抵抗Rluと並列に接続するコンデンサC1は、多くの場合省くことができ、従って、図１−２中のコンデンサC1は点線で描かれている。
図３も一般的なロイヤー電気回路であり、帰還巻線の巻き方が簡略化され、その直流信号回路はトランジスタTR1とTR2の動作点が同じであるが、電気回路が自励発振状態の時、トランジスタTR1とTR2の動作は異なる。米国特許公開番号US 2007182342（A1）（公開日2007年8月9日、発明名称「LCD BACKLIGHT DRIVER」）では、図３と類似するロイヤー電気回路を用いてユニット電気回路とした。図４は図３の電気回路の原形であり、図４の主な特徴は、二つのバイアス抵抗RlaとRlbを用い、それぞれプッシュプル用のスイッチングトランジスタのベースから有効な給電端まで設置される。図３は従来の二つのバイアス抵抗RlaとRlbを一つに簡略化し、図４を基としたコスト節約例である。米国特許公開番号US 2006250822（A1）（公開日2006年11月9日、発明名称「Switching power supply apparatus」）では、図４と類似するバイアス抵抗方法を用いてユニット電気回路とした。
図５は一般的なロイヤー電気回路である。給電回路にインダクタンスL1を直列に接続し、プッシュプル用のスイッチングトランジスタのコレクタ間にコンデンサCLを並列に接続する。電気回路の出力は正弦波に近づき、一般的に省エネルギー灯の電子整流器などの電気回路に使われる。同様に、帰還巻線の巻き方を簡略化し、図３、図４のような変形方法を用いてもよい。
ロイヤー電気回路の発振周波数は電源電圧の関数であり、電子工業出版社の「スイッチング電源の原理と設計」第６８頁第１８行に記載があり、当該本のISBN番号は７−１２１−００２１１−６である。ここでの発振周波数は以下の通りである。即ち、
［式１］
Figure 2014521302
式中、fは発振周波数、BWは作動磁気誘導強度（T）、Nはコイル巻数、Sは磁気コアの有効断面積である。
図１−１の電気回路構造は以下の通りである。即ち、入力のフィルタコンデンサCは電圧入力端と接地の間に接続され、入力電圧をフィルタリングする。フィルタリングした入力電圧は始動電気回路に印加し、始動電気回路はバイアス抵抗R1とコンデンサC1を並列に接続して構成され、高い電源電圧を入力する場合、C1を省略する。バイアス抵抗R1の両端は、それぞれ電圧入力端並びにプッシュプルトランジスタTR1及びTR2のベースに正帰還を提供する、結合変圧器Bの一次巻線NB1及びNB2の中心タップと接続される。二つのプッシュプルトランジスタTR1及びTR2のエミッタはともに接地し、二つのコレクタはそれぞれ結合変圧器Bの一次巻線NP1及びNP2の二つの端子と接続され、ベースは結合変圧器Bの一次巻線NB1及びNB2の二つの端子と接続され、一次巻線NP1及びNP2中の中心タップは電圧入力端に接続される。結合変圧器Bの二次巻線NSは出力フィルタ電気回路から電圧出力端に接続される。
その動作原理は以下のように説明される（図１−１を参照）。ロイヤー電気回路は磁気コアの飽和特性を利用してプッシュプル発振を行い、電源導通の瞬間に、バイアス抵抗R1とコンデンサC1の並列接続回路は、巻線NB1及びNB2を介してトランジスタTR1及びTR2のベース、エミッタに順方向バイアスを提供し、二つのトランジスタTR1及びTR2は導通する。二つのトランジスタの特性が全く同じであることは不可能なため、その内一つのトランジスタは先に導通する。トランジスタTR2が先に導通すると仮定すると、コレクタ電流Ic2が発生し、対応する巻線NP2の電圧は上方が正電圧、下方が負電圧であり、同名端の関係によって、そのベースの巻線NB2も上方が正電圧、下方が負電圧である誘導電圧となり、この電圧はトランジスタTR2のベース電流を増加させ、これは正帰還の過程であり、よってトランジスタTR2を飽和導通させる。これに対して、トランジスタTR1に対応する巻線NB1の電圧は上方が正電圧、下方が負電圧であり、この電圧はトランジスタTR1のベース電流を低減し、トランジスタTR1は素早く完全に遮断する。
トランジスタTR2が対応する巻線NP2中の電流、及びこの電流により発生する磁気誘導強度は、時間の経過につれて線形増加するが、磁気誘導強度は結合変圧器Bの磁気コアの磁気飽和点Bmに増加する場合、コイルのインタクダンス量は迅速に低減し、トランジスタTR2スイッチングのコレクタ電流は急に増加し、増加速度はベース電流の増加よりも遥かに大きく、トランジスタTR2スイッチングは飽和状態を離れ、トランジスタTR2スイッチングのコレクタからエミッタまでの電圧差UCEが大きくなり、それに伴い、変圧器Np2巻線上の電圧は同値減少し、巻線NB2の誘導電圧が低減し、結果トランジスタTR2スイッチングのベース電圧も低減し、トランジスタTR2スイッチングは遮断方向に変わり、その時、変圧器の巻線上の電圧は逆方向で、もう一つのトランジスタTR1を導通させ、その後、上記の過程を繰り返し、プッシュプル式発振を形成する。巻線Nsの輸出端の波形は図６に示す。
その特徴は、磁気コアの飽和特性を用いてプッシュプル式発振を行い、結合変圧器の出力波形は長方形に近づき、電気回路の変換効率が高い。図５の電気回路は、給電回路にインダクタンスL1を直列に接続し、プッシュプル用のスイッチングトランジスタのコレクタ間にコンデンサCLを並列に接続することによって、電気回路の出力波形は正弦波に近づく。
もう一つはロイヤー電気回路と類似する構造であり、即ち、スイッチング駆動機能と主出力の変圧器を離れる電気回路であり、図７に示す。この電気回路は有名な自励発振Jensen電気回路であり、中国語で「井森」と訳され、電気回路の自励発振周波数及び駆動機能は、磁気飽和の変圧器B2によって実現する。従って、主出力の変圧器B1は不飽和の状態で作動することができる。その内、C1又はClaは一般的に一つだけ保留し、ClaはClの等価接続であるが、Claに接続する場合、電気回路はソフトスタートすることができ、説明すべき点として、Cl及びClaを同時に省いても電気回路は作動できる。
変圧器B2の磁気飽和は発生したが、変圧器B2の体積が小さく、磁気飽和の損失エネルギーが小さく、電気回路全体の効率が高い。同じ条件のロイヤー電気回路と比較して、作動電圧、負荷及び温度を変える場合、Jensen電気回路の自励発振周波数は比較的に安定する。
勿論、Jensen電気回路は広く応用され、その電気回路の形式も様々であり、主に図7のR1のバイアスモードに変化が見られる。
上記の図１から図７（図６を除く）は、従来の自励プッシュプル式変換器である。それらの共通の欠点は以下の通りである。
１．作動電圧の適応性が悪い
無負荷の場合、電気回路の作動電圧が増加することに伴い、電気回路の入力電流、即ち電気回路の静態電流も増加し、電気回路の無負荷損失が増大する。
表１はロイヤー電気回路の実測パラメーターである。図１−１の電気回路を用いて、入力直流電流5V、出力直流電流5V、出力電流200mAとする変圧器を作った場合、出力は1Wとなる。電気回路の主なパラメーター は以下の通りである。即ち、コンデンサCは1uFであり、抵抗R1は1KΩであり、コンデンサC1は0.047uFであり、トランジスタTR1及びTR2は拡大倍数が約200倍のスイッチングトランジスタであり、そのコレクタの最大作動電流は1A である。変圧器の後続出力は図８の電気回路構造を用い、図８は公知の全波整流電気回路である。
全測定において、電気回路のどのパラメーターについても調整、又は素子交換することはない。作動電圧が12V及びそれ以上に達する場合、測定時間は極めて短い。電気回路の無負荷損失が極めて大きいため、測定時間が少しでも長ければ、電気回路が損壊する。
Figure 2014521302
測定時、5Vの場合、200mAを出力し、その他の作動電圧の場合、できるだけ負荷を変更することで、出力電流を大きくし、200mAに近づき、出力電圧が5％まで低下した場合、負荷の変更を停止する。
表２はJensen電気回路の実測パラメーターである。図７の電気回路を用いて、入力直流電流5V、出力直流電流5V、出力電流200mAとする変圧器を作った場合、出力は1Wとなる。電気回路の主なパラメーター は以下のとおりである。即ち、コンデンサCは1uFであり、抵抗R1は1KΩであり、コンデンサC1は0.047uFであり、トランジスタTR1及びTR2は拡大倍数が約200倍のスイッチングトランジスタであり、そのコレクタの最大作動電流は1A である。変圧器の後続出力は図８の電気回路構造を用いる。
Figure 2014521302
電気回路の変換効率は以下の通りである。即ち、
［式２］
Figure 2014521302
式中、Vinは作動電圧、即ち入力電圧、Iinは入力電流、Voutは出力電圧、Ioutは出力電流である。
表１から分かるように、5Vで作動する電気回路は、8Vで作動すると、それ自身の損失が280mWに達し、微出力DC/DCの変換器では、無理をすれば許容できるが、12Vの作動電圧下では、それ自身の損失は828mWに達し、20Vの作動電圧下では、それ自身の損失は3600mW、即ち3.6Wに達し、電気回路の作動時間は3秒を超えると、電気回路は損壊する。従って、電気回路の変換効率は作動電圧の増加に伴い低下する。Jensen 電気回路も同じ問題を有する。即ち作動電圧が増加することによって、従来の自励プッシュプル式変換器の無負荷作動電流、無負荷損失の増大が早過ぎてしまい、変換効率が低下する。
２．耐サージ性が悪い。上記原因により、入力電圧にサージ現象が発生する場合、電気回路は損壊し易くなり、主にスイッチングトランジスタが損壊する。
３．その他の電圧値で作動する自励プッシュプル式変換器は、全てこのような欠点がある。
以上に鑑み、本発明が解決しようとする課題は、自励プッシュプル式変換器の動作電流が、動作電圧の増加に伴って増加する場合、徐々に増加させるか又は増加させないことである。且つ、自励プッシュプル式変換器の入力電圧にサージが発生する場合、自励プッシュプル式変換器は一定の耐サージ能力を有し、スイッチングトランジスタを容易に損壊しないこと。
上記の技術課題を解決するため、本発明は自励プッシュプル式変換器を提供する。プッシュプル用のスイッチングトランジスタのベースの直流回路から有効給電端までの間は定電流源である。即ちロイヤー又はJensen電気回路に基づき、プッシュプル用のスイッチングトランジスタのベースの直流回路から有効給電端までの間のバイアス抵抗を無くし、それぞれ定電流源を追加して従来のバイアス抵抗を代替することを特徴とする。
上記の定電流源の電流方向は、無くされた従来のバイアス抵抗の電流方向と一致しなければならず、即ち定電流源の電流方向はNPNトランジスタのベースに流れる方向、又はPNPトランジスタのベースから上記の定電流源に流れる方向である。
上記の定電流源は並列接続によって、より大きな定電流源が得られる。
上記の定電流源はどの種類の半導体素子、又は定電流を実現する電子回路であってもよい。
本発明の作動原理は以下の通りである。従来のバイアス抵抗の代わりに定電流源を用いたが、電流方向が一致し、自励プッシュプル式変換器の作動電圧が何らかの原因によって増加する場合、定電流源があるため、二つのプッシュプルトランジスタのベースに提供する電流は一定である。その内の一つのトランジスタのコレクタ電流を観察して比較すると、従来技術を利用する場合、作動電圧の増加に伴い、必要とする磁気コアの飽和電流が急に増加し、電気回路の無負荷損失が増大し、変換効率が低下する。本発明は、ベース電流が所定の値に限定されるため、電気回路は新モードに移行して作動し、プッシュプル式発振を実現する。以下説明する。
電源が導通する瞬間に、定電流源は帰還巻線1及び帰還巻線2によってトランジスタ1及びトランジスタ2のベース、エミッタにフォワードバイアスを提供し、トランジスタ1及びトランジスタ2が導通され、二つのトランジスタの特性が同じであることは不可能なため、その内の一つのトランジスタが先に導通され、トランジスタ1が先に導通すると仮定すると、コレクタ電流が発生し、その対応する巻線1の電圧は、電源端が正であり、トランジスタ1のコレクタと接続する端が負であり、同名端関係によって、そのベースの帰還巻線1も正帰還の誘導電圧が発生し、この電圧はトランジスタ1のベース電流を維持、且つ増加する。これは正帰還の過程である。よってトランジスタ1を素早く飽和導通させる。これによって、トランジスタ2が対応するベース帰還巻線2の誘導電圧は、トランジスタ2のベース電流を低下させ、トランジスタ2は素早く完全に遮断する。トランジスタ2のベース電流の減少部分は、全てトランジスタ1のベース電流の増加部分になる。
トランジスタ1が対応する巻線1の電流、及びこの電流により発生する磁気誘導強度は、時間の経過につれて線形増加するが、磁気誘導強度が結合変圧器Bの磁気コアの磁気飽和点Bmまで増加する前、トランジスタ1のコレクタ電流は、ベース電流及びその拡大倍数の乗積に近づくか、又は達する場合、トランジスタ1は飽和領域を離れ、拡大領域に移行する。トランジスタ1のコレクタからエミッタまでの電圧差UCEが著しく増大し、これによって、トランジスタ1が対応する巻線1の両端の電圧は同値低下し、そのベースの帰還巻線1も相応する誘導電圧が発生し、且つ誘導電圧は低下し、この電圧はトランジスタ1のベース電流を低減させる。これは正帰還の過程である。よってトランジスタ1が拡大状態を素早く離れ、遮断状態に移行する。これによって、トランジスタ2が対応するベース帰還巻線2の誘導電圧は、トランジスタ2のベース電流を増加させ、トランジスタ2を素早く完全に飽和導通させる。トランジスタ2のベース電流の増加部分は、全てトランジスタ1のベース電流の減少部分である。
このように、二つのトランジスタは交互に導通し、プッシュプル式発振モードを完成する。ベースの入力総電流が定電流源に制限され、動作電圧の変動に従って変化しないため、電気回路は動作電圧が増加する場合、新しいプッシュプル式発振モードに移行する。
勿論、適当な負荷、適当な動作電圧などの条件において、電気回路も磁気コア飽和特性を利用して動作し、プッシュプル式発振を行う。
動作電圧が増加した後、従来技術のバイアス抵抗を用いてより大きなベース電流を提供することができるため、電気回路が磁気コア飽和特性を利用して、プッシュプル式発振を行い、その時のコレクタ電流が大きすぎ、トランジスタを非常に焼損し易くなるが、定電流源を用いてバイアスした後、電気回路は新しいプッシュプル式発振モードに移行し、トランジスタのコレクタの最大電流はベース電流に制限され、この電流の最大値は定電流源の出力電流及びトランジスタの拡大部の数値の乗積に関連する。これによりプッシュプルトランジスタは安全領域で作動する。
Jensen 電気回路の動作原理は上記に類似する。
上記技術方案の更なる改良方案として、出力端に同期整流電気回路を追加し、同期整流の効率が高いため、整流時の電圧差の損失が小さく、電気回路の動作効率を向上することができる。同時に広い入力電圧範囲で、出力電圧と入力電圧の線形的に同期を図ることができる。
本発明の利点は、定電流源を用いてバイアスとした後、動作電圧の増加に伴い、電気回路が同じの条件で、無負荷の出力損失が低下し、電気回路の変換効率は従来技術と比較して明らかに向上することである。次に二組の実測データにより説明する。
同様に図１−１のロイヤー電気回路を用いて、入力直流電流5V、出力直流電流5V、出力電流200mAとする変圧器を作った場合、出力は1Wとなる。変圧器の出力は図８の電気回路構造を用いる。電気回路の主なパラメーター は以下の通りである。即ち、コンデンサCは1uFであり、抵抗R1の代わりに定電流源4.3mAを用い、コンデンサC1は0.047uFであり、トランジスタTR1及びTR2は拡大倍数が約200倍のスイッチングトランジスタであり、そのコレクタの最大作動電流は1A である。実測したパラメーターは表３に示す。
Figure 2014521302
表３のデータを表１のデータと比較して、同じ条件で、本発明の自励プッシュプル式ロイヤー変換器は従来の自励プッシュプル式ロイヤー変換器よりも動作電圧が増加した後、無負荷の入力電流、無負荷損失及び変換効率は著しく改善したと見られる。即ち、
１．同じ動作電圧で、本発明の電気回路を用いて無負荷電流が明らかに低下する。例えば、20V動作電圧の場合、従来技術が180mAであり、且つ電流が動作時間の延長に伴い、数秒後に300mA以上まで急に増加する。本発明は30mAであり、且つ電流値が非常に安定し、長時間動作しても増加しない。その比較は図９を参照する。
２．同じ動作電圧で、本発明の無負荷損失が低下する。例えば、20V動作電圧の場合、従来技術は3600mWであり、本発明は600mWである。その比較は図１０を参照する。
３．同じ動作電圧で、本発明の変換効率は向上する。例えば、20V動作電圧の場合、従来技術は58.6％であり、本発明は86.0％である。その比較は図１１を参照する。
また、図７の本発明を用いる電気回路を用いて、入力直流電流5V、出力直流電流5V、出力電流200mAとする変圧器を作った場合、出力は1Wとなる。電気回路の主なパラメーター は以下の通りである。即ち、コンデンサCは1uFであり、抵抗R1の代わりに4.3mAの定電流源を用い、コンデンサC1aは0.047uFであり、トランジスタTR1及びTR2は拡大倍数が約200倍のスイッチングトランジスタであり、そのコレクタの最大作動電流は1A である。変圧器の後続出力は図８の電気回路構造を用いる。実測したパラメーターは表４に示す。
Figure 2014521302
表４のデータを表２のデータと比較して、同じ条件で、本発明の自励プッシュプル式Jensen 変換器は従来の自励プッシュプル式Jensen変換器よりも動作電圧が増加した後、無負荷の入力電流、無負荷損失及び変換効率は著しく改善したと見られる。即ち、
１．同じ動作電圧で、本発明の電気回路を用いて無負荷電流が明らかに低下する。例えば、15V動作電圧の場合、従来技術が200mAであり、且つ電流が動作時間の延長に伴い、数秒後に300mA以上まで急に増加する。本発明は37mAであり、且つ電流値が非常に安定し、長時間動作しても増加しない。その比較は図１２を参照する。
２．同じ動作電圧で、本発明の無負荷損失が低下する。例えば、15V動作電圧の場合、従来技術は3000mWであり、本発明は555mWである。その比較は図１３を参照する。
３．同じ動作電圧で、本発明の変換率が向上する。例えば、15V動作電圧の場合、従来技術は22.6％であり、本発明は64.6％である。その比較は図１４を参照する。
その他の有益効果の一：
本発明の利点は、自励プッシュプル式ロイヤー変換器が定電流源を用いてバイアスとした後、動作電圧の増加に伴い、電気回路は同じ条件で、出力端が短絡する場合、即ち図８のDC OUTが短絡する場合、本発明の短絡保護性能は明らかに向上することである。同様に図１−１のロイヤー電気回路を用いて、実測比較データは下記の表５に示す。
Figure 2014521302
従来技術のロイヤー電気回路は負荷短絡が発生する場合、動作電圧が増加すると、動作電流が同期増加し、且つ15V及び15V以上の動作電圧である場合、プッシュプルトランジスタを瞬間に焼損する。同じタイプのトランジスタを交換して、本発明の電気回路を用いて測定し、動作電圧が向上し、負荷短絡の場合、入力総電流が低下することが発見される。比較は図１５を参照する。
上記4.3ｍAの定電流源を用いてバイアスとする短絡保護性能が明らかに向上するのは、本発明がもたらす特殊な新しいプッシュプル式発振モードに関連し、従来のロイヤー自励プッシュプル式変換器は、その短絡保護の実現原理が変圧器の漏れインダクタンスによって実現したものであり、全ての変圧器には漏れインダクタンスがあり、理想な変圧器はない。変圧器の漏れインダクタンスは、一次巻線が発生した全ての磁力線は二次巻線を通過することができないため、磁気漏れのインダクタンスが発生し、漏れインダクタンスと呼ばれる。二次巻線は通常出力として用いられるが、二次巻線が直接短絡する場合、その時、測定した一次巻線にあるインダクタンス量は、通常漏れインダクタンスに見られる。従来のロイヤー自励プッシュプル式変換器は、図１−１を参照して、負荷短絡が発生する場合、NP1及びNP2に等価するインダクタンス量は非常に小さい値に低下し、電気回路は高周波自励プッシュプル式発振に移行し、式（１）を参照する。負荷短絡時、式(１)中のSNの乗積は小さくなることに相当し、動作周波数は上昇する。動作電圧の向上に伴い、抵抗R1が提供するベース電流は、動作電圧の増加につれて線形増加する。電気回路は発振を維持し、磁気コアは飽和を図り、より多くのエネルギーを消耗するため、負荷短絡時、電気回路の入力総電流、即ち動作電流が増加する。
本発明の電気回路は新しいプッシュプル式発振モードに移行し、負荷短絡の場合、電気回路は高周波自励プッシュプル式発振に移行する時、磁気コアの磁気飽和時のスイッチングトランジスタのコレクタ電流が急に増加することによって、プッシュプル状態の反転を実現することがなく、ベース電流が制限され、コレクタ電流が増加することができず、スイッチングトランジスタが拡大領域に移行し、電気回路のプッシュプル状態の反転を実現し、磁気コアは飽和状態に移行してより多くのエネルギーを消耗することはない。変圧器の巻線の巻きと巻きの間に分布容量があるため、その等価電気回路は図１６に示す。図１６は公知の全ての実際のインダクタンスの等価電気回路の原理図である。R0の抵抗が小さく、C0の容量も非常に小さく、低周波動作時、C0の影響を無視してもよいが、負荷短絡時、電気回路は高周波自励プッシュプル式発振に移行する時、図１６の電気回路は標準のLC回路であり、発振のエネルギーは回路中で共振し、発振の波形は正弦波に近づく。周波数が高く、変圧器の伝導効率が低く、発振により発生した略正弦波は、そのピーク値は後続の出力短絡回路によって幅が制限され、発振による発生した略正弦波のエネルギーは変圧器の一次側で共振するため、消耗のエネルギーが小さく、入力端で総動作電流が低下すると現れる。図１７は短絡時、変圧器に測定口として２巻きを加え、測定された略正弦波は高周波発振し、頂部は滑らかではなく、減衰式振動であり、これはピーク値が後続の出力短絡回路によって幅が限定され発生した特有の現象である。本発明の電気回路が負荷短絡の場合、動作電圧12Vの時、動作総電流は15ｍAであり、総出力は180ｍWであり、表５を参照する。従来技術の動作総電流は120ｍA以上で、出力は1440ｍWに達する。
低電圧の場合、本発明は優位を占めていないが、動作電圧が低いため、総出力消費はどのスイッチングトランジスタの出力消費を超えなく、電気回路が損壊しない。
即ち本発明は、自励プッシュプル式ロイヤー変換器により良い短絡保護性能が得られる。
その他の有益効果の二：
本発明のもう一つの利点は、出力は同期整流電気回路を用いると、広い入力電圧範囲で出力電圧と入力電圧の線形同期を図ることである。
自励プッシュプル式ロイヤー変換器は定電流源を用いてバイアスとした後、図８の出力電気回路を用い、且つ同期整流電気回路を用いてダイオードD21、ダイオードD22を代替し、本発明の出力電圧及び入力電圧はほぼ同じで、同様に図１−１のロイヤー電気回路を用いて、実測した比較データは図５に示す。
Figure 2014521302
同じ動作条件で、出力電圧は同じ負荷電流値で測定したもので、これにより比較性が高い。比較しやすいため、出力電圧と入力電圧の比較値を単独に並べ、このように直観的に比較でき、表７を参照する。
Figure 2014521302
同期整流を用いた後、同期整流による電圧差の損失は、従来のダイオードD21及びダイオードD22の場合より小さく、出力変圧器の出力巻線の巻数が減少するため、5Vを入力する場合、出力が5.00Vになるように適当の巻数を見付けるのは困難で、結局、出力電圧が4.97Vに近づくようになるのを見付けた。
従来技術のロイヤー電気回路は、動作電圧を20Vに増加すると、損失は3600mWに達するため、表１のデータから分かるように、出力電圧を線形同期になるよう同期整流技術を用いても、20Vの入力電圧で動作することができない。本発明は20Vの場合、無負荷電流は30mAであり、損失は600mWであり（表３を参照）、正常作動することができる。本発明は、動作電圧の適応性が悪いことを解決し、出力電圧の線形同期が実用技術ようになる。
表７から分かるように、3V〜20Vの範囲で、従来技術の場合、出力精度は−7.7％〜15.9％の間にあるが、本発明の出力精度は−3.7％〜−0.7％の間に安定している。
測定時、全て図１８の接続方法を用い、RLは可変負荷であり、測定の誤差を有効的に低減することができる。電流メーター及び電圧メーターは、全てMASTECHのMY65型4桁半のデジタルマルチメーターで、200mA及び20V又は200Vの項目を用い、同時に四つ及び四つ以上のマルチメーターを使用する。
MY65型4桁半のデジタルマルチメーターでその電圧を測定する時、内抵抗は10MΩであり、200mA電流の項目の内抵抗は1Ωである。電流が200mAを超えると、200mA項目にした二つの電流メーターを並列に接続して測定し、二つのメーターの電流の測定値をたして、即ち測定値になる。電流メーターを並列に接続して測定するのは、従来電子工程での熟成技術である。
V1電圧メーターの表示は動作電圧Vin、即ち入力電圧である。A1電流メーターの表示は入力電流Iin、即ち動作電流である。V2電圧メーターの表示は出力電圧Voutで、A2電流メーターの表示は出力電流Ioutである。これにより、変換効率は式（２）で計算して得られる。
自励プッシュプル式変換器における一般的なロイヤー応用電気回路の原理図である。 もう一種の自励プッシュプル式変換器における一般的なロイヤー応用電気回路の原理図である。 ソフトスタート機能付きのロイヤー電気回路図（中国特許番号ZL03273278.3で開示）である。 簡略化した帰還巻線のロイヤー応用電気回路である。 図３に基づき簡略化した帰還巻線のロイヤー応用電気回路である。 出力が正弦波に近づくロイヤー応用電気回路である。 図１−１の電気回路中の巻線Nsの出力波形図である。 自励プッシュプル式変換器における知名のJensen電気回路の一般的な応用原理図である。 公知の全波整流電気回路である。 5Vを5Vに変換するロイヤー電気回路の異なるバイアス方法による無負荷入力電流の比較図である。 5Vを5Vに変換するロイヤー電気回路の異なるバイアス方法による無負荷損失の比較図である。 5Vを5Vに変換するロイヤー電気回路の異なるバイアス方法による変換効率の比較図である。 5Vを5Vに変換するJensen電気回路の異なるバイアス方法による入力電流の比較図である。 5Vを5Vに変換するJensen電気回路の異なるバイアス方法による無負荷損失の比較図である。 5Vを5Vに変換するJensen電気回路の異なるバイアス方法による変換効率の比較図である。 5Vを5Vに変換するロイヤー電気回路の異なるバイアス方法による負荷短絡時の電気回路の入力総電流の比較図である。 公知のインダクタンスの実際の等価電気回路の原理図である。 本発明の電気回路が負荷短絡時の変圧器で測定された高周波発振波形である。 本明細書に通用する測定原理図である。 本発明の実施例１の電気回路図である。 本発明の実施例２の電気回路図である。 本発明の実施例３の電気回路図である。 本発明の実施例４の電気回路図である。 定電流源が電気回路図における符号である。 定電流ダイオードにより構成された定電流源の原理図である。 接合型電界効果トランジスタにより構成された定電流源の原理図である。 もう一種の接合型電界効果トランジスタにより構成された定電流源の原理図である。 双極性PNPトランジスタにより構成された定電流源の原理図である。 もう一種の双極性PNPトランジスタにより構成された定電流源の原理図である。 TL431精密の基準調整可能な集積回路を用いて構成された定電流源の原理図である。 LM317定常電圧の集積回路を用いて構成された定電流源の原理図である。 実施例５、即ち実施例２が図２４−４の定電流源電気回路を用いて実現された本発明の電気回路の原理図である。 実施例６の原理図である。 実施例７の原理図である。
図１９は実施例１である。図１９に示すように、背景技術の図１−１との異なることは、定電流源I1を用いて従来の抵抗R1を代替し、電気回路の主要部分は自励プッシュプル式変換器であり、電気回路の動作原理は以下の通りである。
従来のバイアス抵抗R1の代わりに定電流源I1を用いたが、電流方向が一致し、図１９の自励プッシュプル式変換器の作動電圧が何らかの原因によって増加する場合、定電流源があるため、二つのプッシュプルトランジスタTR1及びTR2のベースに提供する電流が一定である。その内の一つのトランジスタのコレクタ電流を観察して比較すると、従来技術を用いる場合、作動電圧の増加に伴い、必要とする磁気コアの飽和電流が急に増加し、電気回路の無負荷損失が増大し、変換効率が低下する。本発明は、ベース電流が所定の値に限定されるため、電気回路は新モードに移行して作動し、プッシュプル式発振を実現する。以下説明する。
電源が導通する瞬間に、定電流源I1は帰還巻線NB1及び帰還巻線NB2によってトランジスタTR1及びトランジスタTR2のベース、エミッタにフォワードバイアスを提供し、トランジスタTR1及びトランジスタTR2が導通され、二つのトランジスタの電気特性が同じである不可能なため、その内の一つのトランジスタを先に導通され、トランジスタTR2が先に導通すると仮定すると、コレクタ電流が発生し、その対応する巻線NP2の電圧は、電源端が正であり、トランジスタTR2のコレクタと接続する端が負であり、即ち図中は上方が正電圧、下方が負電圧である。同名端関係によって、そのベースの帰還巻線NB2も正帰還の誘導電圧が発生し、NB2も図中においでは上方が正電圧、下方が負電圧であり、この電圧はトランジスタTR2のベース電流を維持、且つ増加する。これは正帰還の過程である。よってトランジスタTR2を素早く飽和導通させる。これによって、トランジスタTR1が対応するベースの帰還巻線NB1の誘導電圧は、NB1も図中においでは上方が正電圧、下方が負電圧であり、トランジスタTR1のベース電流を減少させ、トランジスタTR1は素早く完全に遮断する。トランジスタTR1のベース電流の減少部分は、全てトランジスタTR2のベース電流の増加部分になる。
トランジスタTR2が対応する巻線NP2の電流、及びこの電流により発生する磁気誘導強度は、時間の経過につれて線形増加するが、磁気誘導強度は結合変圧器Bの磁気コアの磁気飽和点Bmまで増加する前、トランジスタTR2のコレクタ電流は、ベース電流及びその拡大倍数の乗積に近づくか、又は達する場合、トランジスタTR2は飽和領域を離れ、拡大領域に移行する。トランジスタTR2のコレクタからエミッタまでの電圧差UCEが著しく増大し、これによって、トランジスタTR2が対応する巻線NP2の両端の電圧は同値低下し、そのベースの帰還巻線NB2も相応する誘導電圧が発生し、且つ誘導電圧は低下し、この電圧はトランジスタTR2のベース電流を低減させ、トランジスタTR2のコレクタ電流は更に低下する。これは正帰還の過程である。よってトランジスタTR2が拡大状態を素早く離れ、遮断状態に移行する。これによって、トランジスタTR1が対応するベースの帰還巻線NB1の誘導電圧は、トランジスタTR1のベース電流を増加させ、トランジスタTR1を素早く完全に飽和導通させる。トランジスタTR1のベース電流の増加部分は、全てトランジスタTR2のベース電流の減少部分である。
このように、二つのトランジスタは交互に導通し、プッシュプル式発振モードを完成する。ベースの入力総電流が定電流源I1に制限され、動作電圧の変動に従って変化しないため、電気回路は動作電圧が増加する場合、新しいプッシュプル式発振モードに移行する。動作電圧の増加に伴い、磁気コア飽和動作モードを離れるため、動作電流が急に増加することができなく、電気回路の無負荷損失が急に増大することができなく、同様に変換効率を向上し、上記の有益効果を実現する。
図２０は実施例２である。図２０に示すように、従来技術の図２の発明の代わりであり、図１９との異なることは以下の通りである。即ちコンデンサCの一端は、変圧器Bの帰還巻線の中心タップと定電流源の接続点に接続され、もう一端は、入力電源の接地線に接続される。図１９の全部の機能を実現することができるだけでなく、同時に、C1は接地線に接続するため、電気回路において電流の流れる瞬間に、コンデンサC1は図１９と異なって、トランジスタのベースとエミッタに衝撃電流がない。逆に、本実施例では、コンデンサC1両端の電圧は急に変化することができなく、電気回路がソフトスタート機能を実現し、即ちコンデンサC1の端電圧は、定電流源がコンデンサC1に充電することに伴って、コンデンサC1の端電圧がトランジスタTR1及びTR2を導通させるまで増加する時、電気回路はプッシュプル式発振に移行する。
実施例２の電気回路の動作原理は実施例１と同様である。ここでは別途説明しない。
図２１は実施例３である。これは従来技術の図３の発明の代わりであり、従来技術の図３及び本実施例の実際応用では、電気回路の性能をより良く発揮するため、一般的にトランジスタTR1及びTR2のベースからエミッタまでの間にそれぞれ低電圧且つ定電圧の一つのダイオードを並列に接続し、低電圧且つ定電圧のダイオードの電圧値は、一般的にトランジスタTR1及びTR2のベースからエミッタまでの逆電圧より低く、逆電圧は一般的に5V〜7Vの間である。一般的に5.6V以下の定電圧のダイオードにする。定電圧のダイオードの陰極はトランジスタTR1又はTR2のベースに接続され、定電圧ダイオードの陽極はトランジスタTR1又はTR2のエミッタに接続される。定電圧のダイオードの主な役割は、単一帰還巻線による逆方向の電圧によってトランジスタTR1又はTR2のベースからエミッタまでの間を損壊することを防止する。
若し並列に接続する定電圧ダイオードがなければ、電気回路は、トランジスタTR1及びTR2のベースからエミッタまでの間の逆方向の損壊の状態を利用して5V〜7Vの一つの定電圧トランジスタに相当して作動する。実施例３の電気回路の動作原理は以下の通りである。
元のバイアス抵抗R1の代わりに定電流源I1を用いたが、電流方向が一致し、図２１の自励プッシュプル式変換器の作動電圧が何らかの原因によって増加する場合、定電流源があるため、二つのプッシュプルトランジスタTR1及びTR2のベースに提供する電流は一定である。その内の一つのトランジスタのコレクタ電流を観察して比較すると、従来技術を利用する場合、作動電圧の増加に伴い、必要とする磁気コアの飽和電流が急に増加し、電気回路の無負荷損失が増大し、変換効率が低下する。本発明は、ベース電流が所定の値に限定されるため、電気回路は新モードに移行して作動し、プッシュプル式発振を実現する。以下説明する。
電源が導通する瞬間に、定電流源I1は直接トランジスタTR1のベースに電流を提供し、同時に帰還巻線NBによってトランジスタTR2のベース、エミッタにフォワードバイアスを提供し、帰還巻線NBの内抵抗は非常に低く、0Ωに近づくため、トランジスタTR1及びトランジスタTR2が導通され、二つのトランジスタの電気特性が全く同じである不可能なため、その内の一つのトランジスタが先に導通され、トランジスタTR2が先に導通すると仮定すると、コレクタ電流が発生し、その対応する巻線NP2の電圧は、電源端が正であり、トランジスタTR2のコレクタと接続する端が負であり、即ち図中は上方が正電圧、下方が負電圧である。同名端関係によって、そのベースの帰還巻線NBも正帰還の誘導電圧が発生し、NBが図中においでは上方が正電圧、下方が負電圧であり、この電圧はトランジスタTR2のベース電流を維持、且つ増加する。これは正帰還の過程である。よってトランジスタTR2を素早く飽和導通させる。これによって、トランジスタTR2のベースは0.7V程度の電圧にあり、即ち帰還巻線NBの上端は、0.7Vに固定し、誘導電圧は上方が正電圧、下方が負電圧であり、その時のトランジスタTR1のベース電圧は0.7Vより小さく、非導通状態となる。即ちトランジスタTR1は素早く完全に遮断する。トランジスタTR1のベース電流の減少部分は、全てトランジスタTR2のベース電流の増加部分になる。若し帰還巻線NBの誘導電圧は6V又は6V以上を超えると、トランジスタTR1のベース及びエミッタは逆方向で損壊され、その時、上記のダイオードを並列に接続する方法によって解決することができる。
トランジスタTR2が対応する巻線NP2の電流、及びこの電流により発生する磁気誘導強度は、時間の経過につれて線形増加するが、磁気誘導強度が結合変圧器Bの磁気コアの磁気飽和点Bmまで増加する前、トランジスタTR2のコレクタ電流は、ベース電流及びその拡大倍数の乗積に近づくか、又は達する場合、トランジスタTR2は飽和領域を離れ、拡大領域に移行する。トランジスタTR2のコレクタからエミッタまでの電圧差UCEが著しく増大し、これによって、トランジスタTR2が対応する巻線NP2の両端の電圧は同じ値を低下し、そのベースの帰還巻線NBも相応する誘導電圧が発生し、且つ誘導電圧は低下し、この電圧はトランジスタTR2のベース電流を低減させ、トランジスタTR2のコレクタ電流は更に低下する。これは正帰還の過程である。よってトランジスタTR2が拡大状態を素早く離れ、遮断状態に移行する。これによって、トランジスタTR1のベースは、帰還巻線NBの誘導電圧によって低下し、逆方向までになり、トランジスタTR1のベース電流を増加させ、トランジスタTR1を素早く完全に飽和導通させる。トランジスタTR1のベース電流の増加部分は、全てトランジスタTR2のベース電流の減少部分である。
このように、二つのトランジスタは交互に導通し、プッシュプル式発振モードを完成する。ベースの入力総電流が定電流源I1に制限されるため、動作電圧の変動につれて変化しないため、電気回路は動作電圧が増加する場合、電気回路は新しいプッシュプル式発振モードに移行する。動作電圧の増加に伴い、磁気コア飽和の動作モードを離れるため、動作電流が急に増加することができなく、電気回路の無負荷損失が急に増大することができなく、同様に変換効率を向上し、上記の有益効果を実現する。
図２２は実施例４である。実施例３の図２１と比較して、定電流源は2経路I1a及びI1bに変更し、それぞれ二つのトランジスタに直接バイアスを提供し、図２１の改善した電気回路において、帰還巻線NBの内抵抗による電気回路に影響を与えることを改善し、その動作の原理は実施例３と同じで、ここでは別途説明しない。
上記の実施例では、定電流源は直接図２３の電気符号を用いて代替し、実はこのような定電流源を実現するため、以下の様々な方式がある。
図２４−１に示すように、定電流ダイオードを用いて定電流源を実現し、その１、２のピンはそれぞれ図２３中の１、２ピンに対応する。定電流ダイオードの略称はCRDであり、即ち英文Current Regulative Diodeの略称である。
図２４−２に示すように、接合型電界効果トランジスタを用い接続して定電流源を実現する。その１、２のピンはそれぞれ図２３中の１、２ピンに対応する。接合型電界効果トランジスタの略称はJFETである。同様にP経路を用いて定電流源の電気回路を実現することができる。
図２４−３に示すように、接合型電界効果トランジスタを用い接続して定電流源を実現する。図２４−４の抵抗値を調整し、定電流値を容易に変更することができる。その１、２のピンはそれぞれ図２３中の１、２ピンに対応する。接合型電界効果トランジスタの略称はJFETである。同様にP経路を用いて定電流源の電気回路を実現することができる。
図２４−４に示すように、二つのPNP型トランジスタを用い接続して定電流源を実現する。電気回路は典型的な電気回路であり、その出力電流は以下の通りである。即ち、
［式３］
Figure 2014521302
式中、Io は図２４−４の2ピンの出力電流、UBEはトランジスタTR202のベース、エミッタの電圧差、シリコントランジスタは一般に0.6V程度とし、R201は抵抗R201の抵抗値である。この電気回路は同様にNPN型トランジスタを用いて実現する。実施例２は図２４−４の定電流源の電気回路を用いて本発明を実現し、図２５に示す。
トランジスタTR201及びTR202の拡大倍数は大きい場合、電気回路中のR302は大きな値とし、このような電気回路は二端子部品に優化し、使用し易くなる。図２４−５に示すように、その定電流効果は図２４−４の電気回路よりも少し劣るが、電気回路の使用要求を満たす。
図２４−６はTL431精密の基準調整可能な集積回路を用いて構成された定電流源の原理図である。同様に定電流源を実現することができる。他の精密の基準調整可能な集積回路を用いても同様に実現でき、例えばTL432を用いる。その出力電流は以下の通りである。即ち、
［式４］
Figure 2014521302
式中、Io は図２４−６の2ピンの出力電流、VREFは精密の基準調整可能な集積回路の基準電圧、一般的に2.50V又は2.495V又は1.25Vであり、R301は抵抗R301の抵抗値である。
図２４−７はLM317定常電圧の集積回路を用いて構成された定電流源の原理図である。定電流源を同様に実現することができる。他の線形定常電圧の集積回路を用いても同様に実現できる。その出力電流は以下の通りである。即ち、
［式５］
Figure 2014521302
式中、Io は図２４−７の2ピンの出力電流、式の分子の1.20VはLM317の基準電圧、最初のLM317は1.25V程度であり、その後に1.20V程度に低下する。R301は抵抗R301の抵抗値である。
図２４−１〜図２４−７は七つの電気回路を列挙して図２３の定電流源を実現し、どの種類の定電流源を用いても自励プッシュプル式変換器の直流バイアスとして全て本発明の保護範囲に属する。本発明は上記の七つの定電流源の電気回路に限定されない。
図２５は実施例５である。図２４−４の定電流の電気回路を用いて本発明を実現する。図２５に示すように、定電流源の電気回路の以外、その動作原理は実施例２と同じである。
図２６は実施例６であり、本発明が典型的なJensen電気回路に応用される実施例であり、電気回路の主要部分は典型的なJensen電気回路を用いる。バイアス電気回路の代わりに定電流源を用い、その動作原理は実施例１と類似し、主変圧器B1と変圧器B2の間は抵抗Rbにより並列に接続し、トランジスタTR1及びTR2のベースは同様に正帰還の信号を誘導され、プッシュプル式発振を実現する。同様に、入力動作電圧が増加する時、従来技術のJensen電気回路は、そのトランジスタのベース電流は動作電圧の増加に伴って増加し、コレクタ電流も大幅に増加する。定電流源I1があるため、二つのプッシュプルトランジスタTR1及びTR2のベースに提供する電流は一定である。従って、入力電圧が増加する時、表４が対応する有益効果を実現することができる。
図２７は実施例７である。実施例７の出力は公知の同期整流電気回路を用い、その原理は実施例２と同じで、出力電圧と入力電圧の線形同期を図ることができ、広い電圧入力範囲で、隔離式の電圧の線形同期を図る。
図２７中の同期整流電気回路は基本的に自動駆動電気回路であり、実際応用する場合、同期整流電界効果トランジスタのゲートを駆動する信号は、その他の独立巻線又はその他の電気回路からしてもよい。また、同期整流電界効果トランジスタのゲートにコンデンサを直列に接続するか、又は抵抗差圧回路網を加えるなどの通常の技術手段によって、同期整流電界効果トランジスタのゲートの保護を実現する。
以上は本発明の好ましい実施方式のみであり、言及しなければならないのは、上記好ましい実施方式は本発明を限定せず、本発明の保護範囲は特許請求が限定する範囲に基づく。本領域の一般技術者にとって、本発明の技術主旨及び内容を逸脱しない範囲で、若干の改良及び修正を行うことができ、それらの改良及び修正はすべて本発明権利の保護範囲にあるとみなす。例えば、相応するトランジスタの代わりに公知のトランジスタの複合したトランジスタを用いる。NPN型トランジスタの代わりにPNP型トランジスタを用い、電源の入力電圧の極性を逆にする。

Claims (10)

  1. 自励プッシュプル式変換器であって、
    プッシュプル用のスイッチングトランジスタのベース直流電気回路と有効な給電端との間は定電流源であることを特徴とする自励プッシュプル式変換器。
  2. 前記プッシュプル用のスイッチングトランジスタはNPNトランジスタであり、前記定電流源の電流方向は、前記NPNトランジスタのベースへ流れる方向であることを特徴とする請求項１に記載の自励プッシュプル式変換器。
  3. 前記プッシュプル用のスイッチングトランジスタはPNPトランジスタであり、前記定電流源の電流方向は、前記PNPトランジスタのベースから前記定電流源へ流れる方向であることを特徴とする請求項１に記載の自励プッシュプル式変換器。
  4. 前記プッシュプル式変換器の出力端は同期整流電気回路であることを特徴とする請求項1から３のいずれかに記載の自励プッシュプル式変換器。
  5. 請求項１のプッシュプル発振の実現方法であって、
    プッシュプル用のスイッチングトランジスタのベース直流電気回路と有効な給電端との間に定電流源を設置し、前記定電流源を用いて前記プッシュプルトランジスタのベースに一定の電流を供給し、動作電圧の増加に伴い、前記プッシュプルトランジスタのベース電流は前記定電流源に制限され、そのコレクタ電流は増加できず、電気回路は非磁気コアの磁気飽和のプッシュプル作動モードに移行することを特徴とするプッシュプル発振の実現方法。
  6. 前記プッシュプル用のスイッチングトランジスタはNPNトランジスタを用い、前記定電流源の電流方向は、前記NPNトランジスタのベースへ流れる方向であることを特徴とする請求項５に記載のプッシュプル発振の実現方法。
  7. 前記プッシュプル用のスイッチングトランジスタはPNPトランジスタを用い、前記定電流源の電流方向は、前記PNPトランジスタのベースから前記定電流源へ流れる方向であることを特徴とする請求項６に記載のプッシュプル発振の実現方法。
  8. 前記定電流源は、並列接続する定電流源によってより大きなトランジスタのベース定電流値を提供することを特徴とする請求項５から７のいずれかに記載のプッシュプル発振の実現方法。
  9. 前記定電流源は、一定電流の半導体機器又は一定電流の電気回路を実現することができることを特徴とする請求項８に記載のプッシュプル発振の実現方法。
  10. プッシュプル式変換器の出力端に同期整流電気回路を設置することによって、プッシュプル発振出力電圧と入力電圧とを線形同期することを特徴とする請求項５に記載のプッシュプル発振の実現方法。
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