CN102594193A

CN102594193A - 一种自激推挽式变换器

Info

Publication number: CN102594193A
Application number: CN2012100565830A
Authority: CN
Inventors: 王保均; 郑凌霄
Original assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Current assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date: 2012-03-06
Filing date: 2012-03-06
Publication date: 2012-07-18
Anticipated expiration: 2032-03-06
Also published as: CN102594193B

Abstract

本发明公开了一种自激推挽式变换器，推挽用开关三极管基极的直流回路到有效供电端之间为一负阻特性恒流源；在负阻特性恒流源自身工作电压较额定工作电压低时，提供较大的恒流电流；在负阻特性恒流源自身工作电压较额定工作电压高时，提供较小的恒流电流；在负阻特性恒流源自身工作电压和额定工作电压相同时，提供额定的恒流电流；在负阻特性恒流源自身工作电压不变时，负载变化时，负阻特性恒流源的输出电流恒流；本发明的空载工作电流随工作电压上升时，不上升或下降，且当自激推挽式变换器输入电压中出现较浪涌时，不损坏开关三极管，输入电压中出现时间较长的浪涌电压时，电路自激推挽式变换器具备一定的抗浪涌能力。

Description

一种自激推挽式变换器

技术领域

本发明涉及DC-DC或DC-AC变换器，特别涉及用于工业控制与照明行业的自激推挽式变换器。

背景技术

现有的自激推挽式变换器，电路结构来自1955年美国罗耶（G.H.Royer)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，这也是实现高频转换控制电路的开端；部分电路来自1957年美国查赛（Jen Sen，有的地方译作“井森”)发明的自激式推挽双变压器电路，后被称为自振荡Jensen电路；这两种电路，后人统称为自激推挽式变换器。自激推挽式变换器在电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第67页至70页有描述，该书ISBN号 7-121-00211-6。电路的主要形式为上述著名的Royer电路和自振荡Jensen电路。

图1-1为自激推挽式变换器常见应用，电路结构为Royer电路，其中与偏置电阻R1 并联的电容C1在很多场合可以省去，在ZL专利号为03273278.3，公开日期：2004年8月25日，名称为《自激推挽式变换器》文中，提供了一种带软启动功能的Royer电路，参见图2，解决了图1-1中电容C1在开机时对推挽用开关三极管的冲击。

图1-2也是一种应用方式，电路结构仍为Royer电路，把原一只偏置电阻R1拆为两只R1u和R1d串联而已，多用于较高的工作电压输入。同样，与偏置电阻R1u 并联的电容C1在很多场合可以省去，故图1-2中电容C1以虚线绘制。

图3也是常见的Royer电路，简化了反馈绕组的绕法，其直流信号回路，晶体三极管TR1和TR2的工作点是一样的，但电路处于自激振荡状态时，晶体三极管TR1和TR2的工作有差异。在公开号US 2007182342 (A1)，公开日期为2007-08-09的《LCD BACKLIGHT DRIVER》中，使用的就是类似图3的Royer电路作为单元电路。而图4是图3电路的原形，图4的主要特征是使用两只偏置电阻R1a和R1b，分别置于推挽用开关三极管的基极到有效供电端；图3把原本两只偏置电阻R1a和R1b，简化为一只，是在图4基础上的一种节约成本方案。在公开号US 2006250822 (A1)，公开日期为2006-11-09的《Switching power supply apparatus》中，使用的就是类似图4的电阻偏置方法作为单元电路。

图5是常见的一种Royer电路。由于在供电回路中串入电感L1，且在推挽用开关三极管集电极之间并联一只电容CL，电路输出接近正弦波，常见于节能灯电子整流器等电路上，早期液晶显示器的背光源全部采用图5这种拓扑结构电路，同样，也可以简化反馈绕组的绕法，而采用类似图3、图4的变形方法。

Royer电路的振荡频率是电源电压的函数，在电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第68页第18行有描述，该书ISBN号 7-121-00211-6。其特点为：利用磁心饱和特性进行推挽振荡，耦合变压器输出波形为近似方波，电路的变换效率较高。图5的电路由于在供电回路中串入电感L1，且在推挽用开关三极管集电极之间并联一只电容CL，电路输出波形接近正弦波。

另一个与Royer电路相似的结构，就是开关驱动功能与主功率变压器脱离的电路，如图6所示。这个电路就是著名的自振荡Jensen电路，中文常音译为“井森”电路，电路的自振荡频率和驱动功能，改由磁饱和的变压器B2来实现，因此，主功率变压器B1能工作在不饱和状态。其中，C1或C1a一般只保留一只，C1a是C1的等效接法，但是接在C1a时，电路可以实现软启动，需要说明的是C1和C1a同时去除，电路也是可以工作的。`

虽然B2出现磁饱和，因为B2体积小，磁饱和消耗的能量小，电路的总体效率高。与相同条件下的Royer电路比较，在工作电压、负载、温度发生变化时，Jensen电路的自振荡频率相对比较稳定。

当然，Jensen电路的应用较广，其电路的形式也多样，主要也是体现在图6中R1偏置方式的变化。

上述电路，其中电阻R1、R1a、R1b、R1u接电源Vin+的一端，若与电源Vin+断开，连接其它的有效供电端，电路也是可以正常工作的，如连接单片机的I/O口，就可以实现可关断自激推挽式变换器；若连接其它电源，当其它电源工作时，自激推挽式变换器可以“同步”工作。从图1-1、图1-2、图2、图3、图4、图5、图6可以看到，偏置电路向自激推挽式变换器开关三极管基极提供电流的方式很多，可以接变压器反馈绕组中心抽头，也可以分别直接接在两个基极上，也可以接在其中一个三极管基极上，考虑反馈绕组的直流内阻较低，这些接法统称为接在开关三极管基极的直流回路，因为其直流等效电路是相同的，都是等效直接接在三极管基极上。

上述的图1至图6，都是现有的自激推挽式变换器。由于使用电阻作为偏置电路，它们有共同的缺点为：

1、工作电压适应性差。

2、抗浪涌性能差。

这在申请号：201110200894.5，申请日为2011年7月18日的《一种自激推挽式变换器》专利公开文件说明书第[0018]段至 [0033] 段中有详尽的理论分析与数据说明。该专利申请提供一种自激推挽式变换器，其特征在于推挽用开关三极管基极的直流回路到有效供电端之间为一恒流源；即在Royer或Jensen电路的基础上，取消推挽用开关三极管基极的直流回路到有效供电端之间的偏置电阻，分别增加恒流源代替原偏置电阻。使自激推挽式变换器工作电流随工作电压上升时，上升缓慢或不上升，且当自激推挽式变换器输入电压中出现浪涌时，自激推挽式变换器具备一定的抗浪涌能力，不易损坏开关三极管。

该专利申请文件第[0023]段的表格示出了使用电阻作为偏置的空载输入电流(工作电流)、空载损耗实测数据，第[0051]段的表格示出了该专利申请使用其发明的实测数据，为了方便对比，现引用其数据做成下表：

表一

Figure 2012100565830100002DEST_PATH_IMAGE001

从上表一可以看出，即使采用申请号为201110200894.5的《一种自激推挽式变换器》，应用于工业上大量使用的DC/DC5V直流电源模块上，在20V的工作电压下，其空载损耗也高达600mW，这个损耗基本由图1-1中的三极管承担，部份由变压器B承担。参见图1-1，工业界三极管TR1和TR2为放大倍数在200倍左右的开关三极管，其集电极最大工作电流为1A，一般采用型号为FMMT491的贴片三极管，封装为SOT-23，其最大集电极管耗一般在250mW，可参考江苏长电科技股份有限公司相应的该型号三极管技术手册。空载损耗600mW由两只三极管、变压器B承担，根据抽屉原理，其中必然有器件的温升超标。

即，传统技术的自激推挽式变换器和采用申请号为201110200894.5的自激推挽式变换器，在工作电压升高时，电路的输入电流、空载损耗仍然升高，浪费电能，寿命缩短；不能有效地工作在宽输入电压范围。当输入电压出现较高电压时，电路因发热容易损坏。

发明内容

有鉴如此，本发明要解决的技术问题是：提供一种自激推挽式变换器，使自激推挽式变换器的空载工作电流随工作电压上升时，不上升或下降，且当自激推挽式变换器输入电压中出现较浪涌时，不损坏开关三极管，输入电压中出现时间较长的浪涌电压时，电路自激推挽式变换器具备一定的抗浪涌能力。

为解决上述技术问题，本发明一种自激推挽式变换器，其特征在于推挽用开关三极管基极的直流回路到有效供电端之间为一负阻特性恒流源；即在Royer或Jensen电路的基础上，取消推挽用开关三极管基极的直流回路到有效供电端之间的偏置电阻或恒流源，分别增加负阻特性恒流源代替原偏置电阻或原恒流源，负阻特性恒流源的特征为：在所述的负阻特性恒流源自身工作电压较额定工作电压低时，提供较大的恒流电流；在所述的负阻特性恒流源自身工作电压较额定工作电压高时，提供较小的恒流电流；在所述的负阻特性恒流源自身工作电压和额定工作电压相同时，提供额定的恒流电流；在所述的负阻特性恒流源自身工作电压不变时；负载变化时，所述的负阻特性恒流源的输出电流恒流。

所述的负阻特性恒流源的电流方向应与被取消的原偏置电阻或恒流源电流方向一致，即负阻特性恒流源的电流方向为流入至NPN晶体三极管的基极；或负阻特性恒流源的电流方向从PNP晶体三极管的基极流入至所述的负阻特性恒流源。

所述的负阻特性恒流源可以是任何一种半导体器件或实现负阻特性恒流的电子线路；

更优地，所述的负阻特性恒流源的特征为：当工作电压上升到预设值时，无输出电流。

本发明的工作原理是，负阻特性恒流源取代了原偏置电阻或恒流源，但电流方向一致，当自激推挽式变换器工作电压由于某种原因升高时，由于负阻特性恒流源的存在，向两只推挽三极管基极提供的偏置电流是下降的。观察其中的一只三极管集电极电流进行对比(另一只三极管相同的原理)，使用现有技术时，随着工作电压升高，所需的磁心饱和电流急剧增大，引起电路的空载损耗增加，变换效率降低。本发明由于基极电流反而下降，电路进入一种新的方式工作，实现推挽振荡，简述如下：

自激推挽式变换器存在两只推换用三极管，以及它们对应的集电极负载：线圈绕组，以及两只推换用三极管对应的反馈绕组，以及上述作为偏置的负阻特性恒流源、耦合变压器B等。

三极管TR1对应的集电极负载线圈绕组1的电流，在三极管TR1饱和导通时，这个电流产生的磁感应强度随时间线性增加，磁感应强度增加到耦合变压器B磁心的饱和点Bm之前时，三极管TR1的集电极电流接近或达到其基极电流和其放大倍数乘积时，三极管TR1会退出饱和区，进入放大区。三极管TR1的集电极到发射极的压降UCE显著增大，相应地，三极管TR1对应的线圈绕组N_P1的两端电压就减小同一数值，其基极反馈绕组N_B1也出现相应的感应电压，也在减小，这个电压减弱了三极管TR1的基极电流，这是一个正反馈的过程，因而很快使三极管TR1退出放大状态，进入截止状态；相应地，三极管TR2对应的基极反馈绕组N_B2的感应电压，却增加了三极管TR2的基极电流，三极管TR2很快完全饱和导通。三极管TR2的基极电流增加部分，全部来自三极管TR1的基极电流减小部分。

这样，两只三极管交替导通，完成推挽振荡模式。由于基极总输入电流，被负阻特性恒流源限制，随工作电压上升而下降，所以电路在工作电压升高时，本发明的自激推挽式变换器的因向推换三极管基极提供的电流下降而使得电路提前翻转，表现在工作频率会因此上升，集电极电最大电流因被限制而使得电路的空载输入电流不上升或下降。

由于在工作电压提高后，使用现有技术的偏置电阻能提供更大的基极电流，电路利用磁心饱和特性进行推挽振荡，这时的集电极电流过大，极易烧毁三极管。而使用负阻特性恒流源偏置后，电路进入一种新的推挽振荡模式，三极管集电极最大电流被基极电流限制，三极管集电极最大电流最大值与负阻特性恒流源输出电流和三极管的放大部数的乘积有关，负阻特性恒流源输出电流和工作电压成反比，工作电压上升，负阻特性恒流源输出电流减少。从而使推挽三极管在工作电压上升时工作在安全区内。

所述的负阻特性恒流源：当工作电压上升到预设值时，无输出电流；这时本发明的自激推挽式变换器停止工作，更进一步保护了电路不会损坏，极大地提高了本发明的自激推挽式变换器的抗浪涌电压的能力。

工作电压比额定电压低，本发明的自激推挽式变换器中使用负阻特性恒流源偏置，在低工作电压下，如在上电阶段早期，即电压从0V爬升到额定电压之间这一段时间，工作电压由低到额定电压的爬升 (又叫：上升)的过程中，负阻特性恒流源提供了更大的偏置电流，三极管更快地进入自激推挽工作，本发明的自激推挽式变换器的启动时间，即上电到正常输出额定电压所花的时间缩短。

以上是Royre电路的工作原理；Jensen电路的工作原理与此相似。

作为上述技术方案的进一步改进，在输出端增加同步整流电路，由于同步整流电路的效率高，整流时压降损失小，可以提高电路的工作效率；同时在较宽的输入电压范围内，可以实现自激推挽式变换器输出电压和输入电压线性同步。

本发明的优点在于使用负阻特性恒流源作为偏置后，随着工作电压升高，电路在同等条件下，空载功耗降低，电路的变换效率与现有技术(使用电阻偏置)相比有明显提升，电路的变换效率与现有技术(使用恒流源偏置)相比有提升，在上电时本发明启动更迅速，实测数据对比详见实施例一。

附图说明

图1-1 为自激推挽式变换器中Royer常见应用电路原理图；

图1-2为自激推挽式变换器中Royer常见的另一种应用电路原理图；

图2 为专利号为03273278.3，公开的一种带软启动功能的Royer电路；

图3为简化反馈绕组的一种Royer应用电路；

图4 为图3电路的原形，简化反馈绕组的一种Royer应用电路；

图5 为一种输出接近正弦波的Royer应用电路；

图6 为自激推挽式变换器中著名的Jensen电路的常见应用原理图；

图7 为公知的全波整流电路；

图8为本发明第一实施例的电路图；

图9-1 为图8实施例中使用的负阻特性恒流源一电路图；

图9-2 为本发明电路中使用的负阻特性恒流源二电路图；

图9-3 为本发明电路中使用的负阻特性恒流源三电路图；

图9-4 为本发明电路中使用的负阻特性恒流源四电路图；

图10为5V转5V Royer电路不同偏置方法空载输入电流对比图；

图11为5V转5V Royer电路不同偏置方法空载损耗对比图；

图12 为5V转5V Royer电路不同偏置方法变换效率对比图；

图13 为本文中通用使用的测试原理图；

图14 为本发明使用的负阻特性恒流源的电气符号；

图15 为本发明第二实施例的电路图；

图16 为本发明第三实施例的电路图；

图17 为本发明第四实施例的电路图；

图18 为本发明第五实施例的原理图；

图19 为本发明第六实施例的原理图。

具体实施方式

第一实施例

图8为第一实施例，如图8所示，为一个采用负阻特性恒流源作为偏置的完整的自激推挽式变换器，电路的主拓扑为Royer电路。

为了方便阐述本发明第一实施例的其工作原理，先描述电路中负阻特性恒流源的工作原理，负阻特性恒流源由电压检测电路、恒流源、输出电路构成；电压检测电路和输出电路的电压正负输入端各自对应与输入电源的正负相连接；恒流源的一端连接输入电源的正或负，恒流源的另一端分别连接电压检测电路的吸收端和输出电路；输出电路把所述的恒流源向所述的输出电路提供的电流直接输出或放大输出。

图9-1为图8实施例中使用的负阻特性恒流源，虚线框501内为电压检测电路，虚线框502内为恒流源，虚线框503内为输出电路，电压检测电路501由电阻R51、电阻R52、电阻R53以及PNP型三极管TR51组成，电阻R51一端与电阻R53一端连接，连接点形成电压检测电路电压输入正，连接有效供电端，这里连接至变换器输入电压Vin+上，电阻R51另一端与电阻R52的一端相连接，连接点连接三极管TR51的基极，三极管TR51的发射极连接至电阻R53的另一端，电阻R52另一端形成电压检测电路电压输入负，连接至变换器的输入地GND，三极管TR51的集电极是电压检测电路的吸收端；恒流源502为一个恒流二极管D51，其阳极A连接至电压检测电路501的的吸收端,即三极管TR51的集电极，恒流二极管D51的阴极C连接至电压检测电路501的电压输入负；输出电路503由电阻R54和电阻R55、二极管D52、以及三极管TR52和三极管TR53组成，电阻R54和电阻R55一端相连接，连接点接到输入电压Vin+上，电阻R54的另一端和三极管TR52的发射极相连，三极管TR52的基极、集电极相连接，且与三极管TR53的基极相连，该连接点连接二极管D52的阳极，二极管D52的阴极连接至恒流二极管D51阳极A与三极管TR51的集电极的连接点上；电阻R55的另一端和三极管TR53的发射极相连接，三极管TR53的集电极形成输出电路的输出正，连接至自激推换变换器反馈绕组的中心抽头上。

其它连接关系为现有的自激推挽式变换器中公知的连接关系，这里不再赘述。

设恒流二极管D51的恒流值为I1，三极管TR51的集电极的电流为I2，Iout即为输出电流，显而易见，Ic+I2=I1，那么：Ic=I1-I2，I2为三极管TR51的集电极的电流，当三极管TR51的放大倍数较大时，集电极的电流I2约等于三极管的发射极电流Ie，这个电流等于电阻R51两端电压减去三极管TR51基极至发射极的导通压降Ube后，除以电阻R53的值，那么有：

Figure 2012100565830100002DEST_PATH_IMAGE002

……………………………………公式(2)

其中，Ube一般为0.5V至0.8V，常见计算取0.6V至0.7V之间，从公式(2)可以看出，三极管TR51的集电极电流是正比于输入电压Vin的，即电压检测电路的吸收电流是随着工作电压升高而增加的，即图8的电流Ic是随着工作电压升高而减小的，且当工作电压Vin不变时，I2也恒定，这时，输出电流Ic也是恒流的。

输出电路503是镜像恒流源，Ic为三极管TR52的集电极电流，三极管TR53的集电极电流Iout与三极管TR52的集电极电流是正比关系，根据公知的理论，在图8中，电阻R54和电阻R55取值较大时，即它们端电压较高时，如接近或大于三极管基极到发射极的压降Ube，电阻R54和电阻R55的端电压会近似相同，三极管TR53的集电极输出电流Iout为：

Figure 2012100565830100002DEST_PATH_IMAGE003

……………………………………公式(3)

I2的数值仍然使用公式(2)计算，从公式(2)可以看出，三极管TR51的集电极电流是正比于输入电压Vin的，即电压检测电路的吸收电流是随着工作电压升高而增加的，即图8中三极管TR52的集电极电流Ic是随着工作电压升高而减小的，这个电流Ic在电阻R54上形成的压降等于电阻R55两端的压降，当电阻R55取值比电阻R54小时，三极管TR53输出(R54/R55)倍Ic的电流；当工作电压Vin不变时，I2也恒定，这时，输出电流Iout也是恒流的。

即三极管TR52和三极管TR53可以工作在不同的电流下，实现改变负阻特性恒流源输出电流大小的目的。

事实上，由于三极管TR52和三极管TR53工作在不同的工作电流下，三极管其基极至发射极压降会不同，引起在电阻上的压降也不同，如三极管TR53因工作电流大，其基极至发射极压降会比工作在小电流下的三极管TR52的基极至发射极压降大，那么，电阻R54上压降会大于电阻R55上的压降，流过电阻R55上的电流会比公式(3)的小一些，当然可以同步提高电阻R54和电阻R55的阻值来减少这种影响。故三极管TR53的工作电流会比公式(3)小一点，详细的计算方法可参考《模拟电子技术基础》第二版第223页3.2.2电流源电路这一小节。通过控制电阻R54和电阻R55的比值，或把其中的电阻R54或电阻R55用0欧电阻代替，可以获得外特性呈非线性的负阻特性恒流源电路，以实现在一定电压范围内，自激推挽式变换器实现恒定最大功率输出。

负阻特性恒流源电路经上述理论分析，确实可以实现工作电压较低时，提供较大的恒流电流，在工作电压较高时，提供相对较小的恒流电流，在工作电压不变时，其输出为恒流源，负载变化时，所述的负阻特性恒流源的输出电流恒流。

那么，按本申请技术方案中的工作原理，本发明第一实施例是完全可以实现发明目的，实测数据如下：

同样使用图1-1的Royer电路，为了方便对比，采用申请号为201110200894.5的《一种自激推挽式变换器》公开的电路参数，做成输入直流5V，输出直流5V，输出电流为200mA的变换器，即输出功率1W。变压器的输出采用图7的电路结构，二极管D21和二极管D22为共阴三极管BAV74，由于工作频率高，滤波电容C21为3.3uF的无极性贴片电容；电阻R1替换为负阻特性恒流源，其电路参见图9-1，图9-1电路参数为，电阻R51为10KΩ，电阻R52为39KΩ，电阻R53为1KΩ，电阻R54为390Ω，电阻R55为120Ω，三极管TR51和三极管TR52和三极管TR53均为2N5401，放大倍数为160倍左右，恒流二极管D51为SEMITEC品牌的E-202，实测其恒流值为2mA，端电压在1.1V开始即可实现恒流；二极管D51为1N4148。图9-1电路的详细工作原理在实施例一中详细说明，其恒流特性如表二所示；

表二

Figure 2012100565830100002DEST_PATH_IMAGE004

不仅图9-1可以实现负阻特性恒流源，图9-2、图9-3都可以用在现有技术图1-1的自激推挽式变换器上，同样实现发明目的，图9-4是对图9-3的一种极性变换，可以应用于采用PNP型开关三极管作为推挽开关管的自激推挽式变换器中。图9-2、图9-3、图9-4的工作原理基本相同上述的图9-1的工作原理。

把图9-1的电路和图1-1的电路结合起来，就是本发明的第一实施例原理图，参见图8。

图8的电路的主要参数为：电容C50为1uF电容，电容C51为0.047uF电容，三极管TR54和TR55为放大倍数在200倍左右的开关三极管，型号为FMMT491，其集电极最大工作电流为1A。其中，变压器B原边线圈NP1和NP2的圈数分别为20匝，反馈线圈NB1和NB2的圈数分别为3匝，副边线圈NS1和NS2的圈数分别为23匝，磁心采用外直径5毫米，横截面积1.5平方毫米的常见P45材质的铁氧体环形磁心，俗称磁环。

采用图8的本发明电路，实测其参数如下表三：

表三

工作电压（ V ）

负载空载时，输入电流 (mA)

电路的空载损耗 (mw)

输入电流 (mA)

输出电压 (V)

输出电流 (mA)

电路的变换效率（ % ）

3

19.05

57.15

189

2.883

145

73.7

4

19.30

77.20

214

3.973

166

77.0

5

19.65

98.25

262

4.987

207

78.8

8

19.20

153.6

256

8.463

203

83.8

12

11.84

142.08

212

13.441

167

88.2

15

2.31

34.65

―

20

2.41

48.20

―

用表三的数据与表一的数据进行对比，可以看到，在同等条件下，本发明的自激推挽式Royer变换器和现有的自激推挽式Royer变换器相比，在工作电压升高后，空载输入电流、空载损耗都有显著改进、变换效率在输入电压较高时，因空载损耗降低而略有提升：

1、相同工作电压下，使用本发明的电路空载电流明显下降。如在12V工作电压下，现有技术为69mA；使用申请号：201110200894.5的电路为29mA。本发明为11.84mA，且电流值非常稳定，长期工作不出现上升。其对比图参见图10。

2、相同工作电压下，本发明的空载损耗降低。如在12V下，现有技术为3600mW, 使用申请号201110200894.5的电路为348mW，本发明为142.08mW。其对比图参见图11。本发明的自激推挽式Royer变换器由于使用了负阻特性恒流源，实测在输入电压(工作电压)在12.8V以上，负阻特性恒流源不再向图8电路中三极管TR54和三极管TR54基极提供电流，电路停止振荡，极大地提高了电路的抗浪涌性能，由于本发明的电路无输出，也保护了后级电路的安全。

3、相同工作电压下，本发明的变换效率有提升。如在12V下，现有技术为58.6%,，用申请号201110200894.5的电路为为85.4%，数据请参见申请号201110200894.5说明书的第23段、51段，本发明在12V下变换效率是88.2%。其对比图参见图12。

测试时都采用图13的接线方式，RL为可变负载，可以有效地减小测量误差。电流表和电压表均使用MASTECH®品牌的MY65型4位半数字万用表的200mA档和20V档或200V档，同时使用了四块及四块以上的万用表。

MY65型4位半数字万用表其测电压时，内阻为10MΩ，200mA电流档的内阻为1Ω。当电流超过200mA时，采用了两块电流表置于200mA档并联测量，把两块表的电流读数相加，即为测量值。电流表并联测量是现有电子工程的成熟技术。

V1电压表头为工作电压Vin，即输入电压；A1电流表头为输入电流Iin，即为工作电流；V2电压表头为输出电压Vout，A2电流表头为输出电流Iout；那么上述变换效率可以用公式(1)计算得出。

Figure 2012100565830100002DEST_PATH_IMAGE005

……………………………………公式(1)

为了方便描述其它各实施例，图14示出了首次使用负阻特性恒流源的电气符号，外特性为负阻特性的恒流源在以前没有电气符号，这个符号是按业界符号的建立思维，在原有的恒流源符号上，使用反斜杠上标上电压符号U来表示负阻特性恒流源。在用图9-1、图9-2、图9-3、图9-4对图14示出的符号进行具体替换实施时，图中都标明了阳极A、阴极C，以方便实施。

为了方便对下述实施例的阐述，这里对图9-2、图9-3、图9-4的连接关系及工作原理进行描述：

如图9-2所示负阻特性恒流源，虚线框501内为电压检测电路，虚线框502内为恒流源，虚线框503内为输出电路，与图9-1相比，电压检测电路改为较为复杂的镜像恒流源替代。

电压检测电路501用镜像恒流源实现，电压检测电路501由电阻R61和电阻R62和电阻R63，以及三极管TR61和三极管TR62组成，电阻R61和电阻R63一端相连接，连接点形成电压检测电路电压输入正，电阻R61的另一端和三极管TR61的发射极相连，三极管TR61的基极、集电极相连接，且与三极管TR62的基极相连，该连接点连接电阻R62的一端，电阻R62的另一端形成电压检测电路电压输入负，直接接地；电阻R63的另一端和三极管TR62的发射极相连接，三极管TR62的集电极是电压检测电路的吸收端；恒流源502为一个恒流二极管D61；输出电路503由电阻R64和电阻R65、以及三极管TR63和三极管TR64组成，电阻R64和电阻R65一端相连接，连接点形成输出电路的正极，电阻R64的另一端和三极管TR63的发射极相连，三极管TR63的基极、集电极相连接，且与三极管TR64的基极相连，该连接点形成输出电路的输入极；电阻R65的另一端和三极管TR64的发射极相连接，三极管TR64的集电极形成输出电路的输出正。

根据公知理论，流过电阻R61的电流约为(Vin-0.6V)/(R61+R62),0.6V为三极管TR61发射极到基极的压降，在0.5V至0.8V之间选取，当三极管TR61和TR62的放大倍数足够时，这个电流也约等于流过电阻R62的电流，这个电流正比于工作电压，而三极管TR62的集电极电流因镜像原理也正比于工作电压Vin，即本例的电压检测电路同样实现：随着工作电压上升，电压检测电路的吸收电流越大。

其它电路和图9-1电路相同，图9-2电路可以实现负阻特性恒流源。

如图9-3所示负阻特性恒流源，虚线框501内为电压检测电路，虚线框502内为恒流源，虚线框503内为输出电路。电压检测电路501由电阻R51、电阻R52、电阻R53以及PNP型三极管TR51组成，电阻R51一端与电阻R53一端连接，连接点形成电压检测电路电压输入负，直接接地；电阻R51另一端与电阻R52的一端相连接，连接点连接三极管TR51的基极，三极管TR51的发射极连接至电阻R53的另一端，电阻R52另一端形成电压检测电路电压输入正，接电源Vin+，三极管TR51的集电极是电压检测电路的吸收端；恒流源502为一个恒流二极管D51，阳极接电源Vin+,阴极接三极管TR51的集电极；输出电路503极为简单，其输出Iout两个端子，一个端子为三极管TR51的集电极，另一个端子为地。

设恒流二极管D51的恒流值为I1，三极管TR51的集电极的电流即为电压检测电路的吸收端电流，设这个电流为I2，Iout即为输出电流，Iout=I1-I2，I2为三极管TR51的集电极的电流，当三极管的放大倍数较大时，集电极的电流约等于三极管的发射极电流，这个电流等于电阻R51两端电压减去三极管TR51基极至发射极的导通压降Ube后，除以电阻R53的值，那么有：

Figure 2012100565830100002DEST_PATH_IMAGE006

……………………………………公式(2)

其中，Ube一般为0.5V至0.8V，常见计算取0.6V至0.7V之间，从公式(2)可以看出，三极管TR51的集电极电流是正比于输入电压Vin的，即电压检测电路的吸收电流是随着工作电压升高而增加的，即图9-3的输出电流是随着工作电压升高而减小的，且当工作电压不变时，I2也恒定，这时，输出电流Iout也是恒流的。图9-3电路可以实现负阻特性恒流源。

图9-4示出的负阻特性恒流源，只是把图9-3中的三极管换为PNP型，把电源极性反过来，注意一下恒流三极管D51的方向，工作原理同图9-3。图9-4是对图9-3的一种极性变换，可以应用于采用PNP型开关三极管作为推挽开关管的自激推挽式变换器中，故这里不再赘述。

第二实施例

图15为第二实施例，推挽用开关三极管基极的直流回路到有效供电端之间为一负阻特性恒流源INR1，与第一实施不同的地方，是把图8的电容C51，改为图15中跨接在自激推换变换器的反馈绕组的中心抽头上与地之间，改善图8电路当工作电压较高时，电容C51在开机时对推挽用开关三极管的冲击。

如图15所示，不仅可以实现图8的全部功能，同时，由于C1是连接在地线上，在电路上电瞬间，电容C1不再像图8中电容C51那样，对三极管的基极与发射极存在一个冲击电流。相反，在本实施中，由于电容C1两端电压不能突变，电路实现了软启动功能，即电容C1的端电压，随着负阻特性恒流源INR1对电容C1充电，至电容C1的端电压升高至足以让三极管TR1和TR2导通时，电路才进入推挽振荡。

第二实施例电路工作原理同第一实施例。这里不再赘述。

第三实施例

图16为第三实施例，推挽用开关三极管基极的直流回路到有效供电端之间为一负阻特性恒流源INR1，这是对应现有技术图3的创新发明。

第三实施例电路的工作原理是：负阻特性恒流源INR1取代了原偏置电阻R1，但电流方向一致，当图16的自激推挽式变换器工作电压由于某种原因升高时，由于负阻特性恒流源INR1的存在，向两只推挽三极管TR1的TR2基极提供的电流是降低直到关断的。观察其中的一只三极管集电极电流进行对比，使用现有技术时，随着工作电压升高，所需的磁心饱和电流急剧增大，引起电路的空载损耗增加，变换效率降低。本发明由于基极电流在某工作电压下，被限制在一个特定的值或关断，电路进入一种新的方式工作，实现推挽振荡，简述如下：

接通电源瞬间，负阻特性恒流源INR1直接对三极管TR1的基极供电，同时通过反馈绕组NB为三极管TR2的基极、发射极提供了正向偏压，由于反馈绕组NB内阻很低，接近0欧姆，三极管TR1和三极管TR2开始导通，由于两个三极管的电气特性不可能完全一样，因此，其中一只三极管会先行导通，假设三极管TR2先导通，产生集电极电流，其对应的线圈绕组NP2的电压为电源端正,与三极管TR2集电极连接的一端为负，即在图中为上正下负。根据同名端关系，其基极反馈绕组NB也出现正反馈的感应电压，NB在图中也是上正下负，这个电压维持了、增加了三极管TR2的基极电流，这是一个正反馈的过程，因而很快使三极管TR2饱和导通；相应地，由于三极管TR2的基极在这时处于0.7V左右的电压，即反馈绕组NB的上端被钳位至0.7V，而感应电压为上正下负，这时三极管TR1的基极电压一定小于0.7V，而处于不导通状态。即三极管TR1很快完全截止。三极管TR1的基极电流减小部分，全部成为三极管TR2的基极电流增加部分。若反馈绕组NB的感应电压超过6V或以上，三极管TR1的基极和发射极会被反向击穿，这时可以用上述并联二极管的方法解决。

三极管TR2对应的线圈绕组NP2的电流，以及这个电流产生的磁感应强度随时间线性增加，磁感应强度增加到耦合变压器B磁心的饱和点Bm之前时，三极管TR2的集电极电流接近或达到其基极电流和其放大倍数乘积时，三极管TR2会退出饱和区，进入放大区。三极管TR2的集电极到发射极的压降UCE显著增大，相应地，三极管TR2对应的线圈绕组NP2的两端电压就减小同一数值，其基极反馈绕组NB也出现相应的感应电压，也在减小，这个电压减弱了三极管TR2的基极电流，三极管TR2的集电极电流进一步减小，这是一个正反馈的过程，因而很快使三极管TR2退出放大状态，进入截止状态；相应地，三极管TR1的基极因反馈绕组NB的感应电压减小直至反向，此刻却增加了三极管TR1的基极电流，三极管TR1很快完全饱和导通。三极管TR1的基极电流增加部分，全部来自三极管TR2的基极电流减小部分。

这样，两只三极管交替导通，完成推挽振荡模式。由于基极总输入电流，被负阻特性恒流源INR1限制，随工作电压波动而改变，工作电压越高，负阻特性恒流源INR1提供的电流越小，甚至关断为0，所以电路在工作电压升高时，电路进入一种新的推挽振荡模式。随着工作电压升高，由于脱离了磁心饱和工作方式，工作电流不会急聚增加，调试好的电路的工作电流会下降，电路的空载损耗同样下降，空载损耗的下降进一步提高了变换效率，实现了前文所说的有益效果。

第四实施例

图17为第四实施例，推挽用开关三极管基极的直流回路到有效供电端之间为两个负阻特性恒流源INR1a和INR1b，与第三实施例的图16相比较，负阻特性恒流源INR1改为两路INR1a和INR1b，分别对两只三极管直接提供偏置，改善了图16电路中，因为反馈绕组NB内阻对电路引发的影响，其工作原理基本和第三实施例的图16相同，这里不再赘述。

第五实施例

图18 为第五实施例，推挽用开关三极管基极的直流回路到有效供电端之间为一负阻特性恒流源INR1，是本发明应用于经典的Jensen电路的实施例，电路的主体采用经典的Jensen电路。偏置电路替换为负阻特性恒流源INR1，其工作原理类似于实施例一，主变压器B1的原边和变压器B2之间，是通过电阻Rb并联的，三极管TR1和TR2的基极同样也可以感应出正反馈的信号，实现推挽振荡。同样，当输入工作电压升高时，现有技术的Jensen电路，其三极管基极电流随工作电压上升而上升，导致集电极电流也大幅上升。由于负阻特性恒流源INR1的存在，向两只推挽三极管TR1和TR2基极提供的电流是随工作电压上升而减小的，甚至关断为0，所以，当输入电压升高时，可以实现前文所述的有益效果。

第六实施例

图19实施例六，推挽用开关三极管基极的直流回路到有效供电端之间为一负阻特性恒流源INR1，实施例六的输出连接了同步整流电路，其它原理同实施例一，可以实现输出电压和输入电压线性同步，实现在较宽的电压输入范围内，隔离式电压线性同步。

图19中的同步整流电路是基本的自驱动电路，在实际应用时，驱动同步整流场效应管栅极的信号可以来自于其它的独立绕组或其它电路；另外，也可以在同步整流场效应管的栅极串入电容，或增加电阻分压网络等常用的技术手段实现对同步整流场效应管栅极的保护。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如采用公知的三极管复合管代替相应的三极管；用PNP型三极管代替NPN型三极管，而把电源输入电压极性反过来；及其他具有上述负阻特性恒流源的电路形式。这些改进、润饰和等效替换也可实现本发明目的，应视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种自激推挽式变换器，其特征在于：推挽用开关三极管基极的直流回路到有效供电端之间为一负阻特性恒流源；在所述的负阻特性恒流源自身工作电压较额定工作电压低时，提供较大的恒流电流；在所述的负阻特性恒流源自身工作电压较额定工作电压高时，提供较小的恒流电流；在所述的负阻特性恒流源自身工作电压和额定工作电压相同时，提供额定的恒流电流；在所述的负阻特性恒流源自身工作电压不变时，负载变化时，所述的负阻特性恒流源的输出电流恒流。

2.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的推挽用开关三极管为NPN晶体三极管，所述的负阻特性恒流源的电流方向为流入至所述的NPN晶体三极管的基极。

3.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的推挽用开关三极管为PNP晶体三极管，所述的负阻特性恒流源的电流方向为从所述的PNP晶体三极管的基极流入至所述的负阻特性恒流源。

4.根据权利要求1至3任一所述的自激推挽式变换器，其特征在于：所述的推挽变换器的输出端为一同步整流电路。