CN103997229A - 自激推挽变换器 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及自激振荡电路技术领域，具体而言，涉及自激推挽变换器。该自激推挽变换器，包括：电源输入端、启动电路、振荡电路、驱动电路及输出电路；驱动电路与振荡电路连接，且驱动电路与振荡电路之间形成包含变压器反馈绕组的独立回路，振荡电路中的三极管利用反馈绕组在独立回路中产生的能量进行驱动；电源输入端通过启动电路连接到独立回路；输出电路与振荡电路通过变压器耦合。本发明提供的自激推挽变换器中，该独立回路中的反馈绕组为作为开关管的三级管提供驱动电流ib，驱动功率＝反馈绕组电压*ib，因为反馈电压远远小于电源输入端的电压，由此降低了驱动功率，节约了驱动能量，进而提高了自激推挽变换器的转换效率。
Description
技术领域
本发明涉及自激振荡电路技术领域，具体而言，涉及自激推挽变换器。
背景技术
自激推挽变换器是实现高频转换控制电路的开端。
如图1示出了现有的自激推挽变换器的电路示意图。如图1所示，现有的自激推挽变换器包括电源输入端、启动电路、振荡电路及输出电路，其中启动电路包括电阻R1及电容C1，振荡电路包括变压器T1、三极管Q1及三极管Q2，各个电路所包括的元器件按照图1所示进行连接。
现有的自激推挽变换器工作原理为：当电源输入端VCC接入电源时，电源经过电阻R1向电容C1充电，由于三极管Q1与三极管Q2的门限电压存在微小的差值，因此当电容C1上的电压达到三极管Q1或三极管Q2的门限电压时，三极管Q1或三极管Q2必有一个先导通。假设，当三极管Q1先导通时，N11绕组电流增加，此时变压器中的反馈绕组N21电压为上正下负，由于电容C1上的电压不能突变，N21、C1、Q1的BE极构成回路，从而加速Q1导通，使Q1迅速饱和。N22电压也是上正下负，反接于Q2的BE极，使Q2可靠关断。当变压器N11绕组电流达到足够大的时候，磁芯饱和，此时N21电压消失，Q1退出饱和状态，N11绕组电流减小。此时，N21与N22电压反向，使Q1关断，Q2开通，进入下半个周期。同理，当Q2导通期间，N12电流达到足够大的时候，磁芯饱和，电压再次反转，进入下一个周期。如此反复交替实现自激振荡变换。
如图2进一步示出了上述的自激推挽变换器的工作原理。从图2中可以看出上述的自激推挽变换器采用三极管作为开关管，其驱动始终需要一定比例的驱动电流ib。在三极管导通期间驱动电流ib从电阻R1来自电源输入端VCC，使得驱动功率＝VCC*ib；可以看出现有的自激推挽变换器变换器，其开关管的驱动电流来自电源输入端，使得三极管的驱动损耗较大，导致自激推挽变换器的转换效率较低。
发明内容
本发明的目的在于提供自激推挽变换器，以解决上述的问题。
在本发明的实施例中提供了自激推挽变换器，包括：电源输入端、启动电路、振荡电路、驱动电路及输出电路；所述驱动电路与所述振荡电路连接，且所述驱动电路与所述振荡电路之间形成包含变压器反馈绕组的独立回路，所述振荡电路中的三极管利用所述反馈绕组在所述独立回路中产生的能量进行驱动；所述电源输入端通过所述启动电路连接到所述独立回路；所述输出电路与所述振荡电路通过所述变压器耦合。
优选地，所述振荡电路包括：变压器T1、三极管Q1及三极管Q2，其中所述三极管Q1及所述三极管Q2均为NPN型三极管；所述变压器T1的原边包括反馈绕组N21、反馈绕组N22、变压绕组N11及变压绕组N12；所述启动电路分别通过所述反馈绕组N21及所述反馈绕组N22与所述三极管Q1及所述三极管Q2的基极连接；所述电源输入端分别通过所述变压绕组N11及变压绕组N12与所述三极管Q1及所述三极管Q2的集电极连接；所述三极管Q1及所述三极管Q2的发射极均与地连接。
优选地，所述驱动电路包括：二极管D3、二极管D4及电阻R2；所述二极管D3的阴极及所述二极管D4的阴极分别与所述三极管Q1的基极及所述三极管Q2的基极连接，所述二极管D3的阳极及所述二极管D4的阳极均与所述电阻R2的一端连接，所述电阻R2的另一端接地；
或，所述驱动电路包括：二极管D3及电阻R2；所述二极管D3的阴极与所述启动电路连接，其阳极与所述电阻R2的一端连接，所述电阻R2的另一端接地。
优选地，所述启动电路包括电阻R1及电容C1；所述电阻R1与所述电容C1并联，其并联的输入端与所述电源输入端连接，其并联的输出端分别通过所述反馈绕组N21及所述反馈绕组N22与所述三极管Q1及所述三极管Q2的基极连接。
优选地，还包括调节电阻R2；所述驱动电路包括二极管D3；所述二极管D3的阴极与所述电阻R2的一端均与电容C1及电阻R1并联的输出端连接，所述二极管D3的阳极接地，所述电阻R2的另一端分别通过所述反馈绕组N21及所述反馈绕组N22与所述三极管Q1及所述三极管Q2的基极连接。
优选地，所述启动电路包括电阻R1及电容C1；所述电容C1的一端与所述电源输入端连接，另一端与所述电阻R1的一端连接，所述电阻R1的另一端接地；所述振荡电路包括：变压器T1、三极管Q1及三极管Q2，其中所述三极管Q1及三极管Q2均为PNP型三极管；所述变压器T1的原边包括反馈绕组N21、反馈绕组N22、变压绕组N11及变压绕组N12；所述三极管Q1及所述三极管Q2的发射极均与所述电源输入端连接；所述三极管Q1及所述三极管Q2的基极分别通过所述反馈绕组N21及反馈绕组N22与所述电阻R1及所述电容C1的串联节点连接；所述三级管Q1及所述三极管Q2的集电极分别通过所述变压绕组N11及所述变压绕组N12接地。
优选地，所述启动电路包括电阻R1及电容C1；所述电容C1的一端与所述电阻R1的一端并联；所述电容C1及所述电阻R1的另一端均接地；所述振荡电路包括：变压器T1、三极管Q1及三极管Q2，其中所述三极管Q1及三极管Q2均为PNP型三极管；所述变压器T1的原边包括反馈绕组N21、反馈绕组N22、变压绕组N11及变压绕组N12；所述三极管Q1及所述三极管Q2的发射极均与所述电源输入端连接；所述三极管Q1及所述三极管Q2的基极分别通过所述反馈绕组N21及反馈绕组N22与所述电阻R1及所述电容C1的并联节点连接；所述三级管Q1及所述三极管Q2的集电极分别通过所述变压绕组N11及所述变压绕组N12接地。
优选地，所述驱动电路包括：二极管D3、二极管D4及电阻R2；所述电阻R2的一端与所述电源输入端连接，另一端与所述二极管D3的阴极及所述二极管D4的阴极连接；所述二极管D3的阳极及所述二极管D4的阳极分别与所述三极管Q1及所述三极管Q2的基极连接。
优选地，所述驱动电路包括：电阻R2及二极管D3；所述电阻R2的一端与所述电源输入端连接，另一端与所述二极管D3的阴极连接，所述二极管D3的阳极与所述电阻R1及所述电容C1的串联节点连接。
优选地，所述驱动电路包括：电阻R2及二极管D3；所述电阻R2的一端与所述电源输入端连接，另一端与所述二极管D3的阴极连接，所述二极管D3的阳极与所述电阻R1及所述电容C1的并联节点连接。
本发明实施例提供的自激推挽变换器中，设置的驱动电路与振荡电路之间形成包含变压器反馈绕组的独立回路，该独立回路中的反馈绕组为作为开关管的三级管提供驱动电流ib，驱动功率＝反馈绕组电压*ib，因为反馈电压远远小于电源输入端的电压，由此降低了驱动功率，节约了驱动能量，进而提高了自激推挽变换器的转换效率。
附图说明
图1示出了现有技术中自激推挽变换器的结构示意图；
图2示出了现有技术中自激推挽变换器的电流驱动电路图；
图3、图5至图11分别示出了本发明实施例的一种自激推挽变换器的电路图；
图4为图3所示的自激推挽变换器的电流驱动电路图。
具体实施方式
下面通过具体的实施例子并结合附图对本发明做进一步的详细描述。
为解决现有技术中自激推挽变换器转换效率低的技术问题，本发明实施例提供了一种自激推挽变换器，其主要包括：电源输入端、启动电路、振荡电路、驱动电路及输出电路；驱动电路与振荡电路连接，且驱动电路与振荡电路之间形成包含变压器反馈绕组的独立回路，振荡电路中的三极管利用反馈绕组在独立回路中产生的能量进行驱动；电源输入端通过启动电路连接到独立回路；输出电路与振荡电路通过变压器耦合。
本发明实施的自激推挽变换器，其设置的驱动电路与振荡电路之间形成包含变压器反馈绕组的独立回路，该独立回路中的反馈绕组为作为开关管的三级管提供驱动电流ib，驱动功率＝反馈绕组电压*ib，因为反馈电压远远小于电源输入端的电压，由此降低了驱动功率，节约了驱动能量，进而提高了自激推挽变换器的转换效率。
以下将结合附图对本发明实施例的自激推挽变换器进行具体描述。
如图3示出了本发明实施例中的一种自激推挽变换器，该自激推挽变换器中启动电路包括电阻R1及电容C1；电阻R1的输入端与电源输入端连接，其输出端与电容C1的一端连接，电容C1的另一端接地。
图3中，振荡电路包括变压器T1、三极管Q1及三极管Q2，其中三极管Q1及三极管Q2均为NPN型三极管。变压器T1的原边包括反馈绕组N21、反馈绕组N22、变压绕组N11及变压绕组N12；电阻R1的输出端分别通过反馈绕组N21及反馈绕组N22与三极管Q1及三极管Q2的基极连接；电源输入端分别通过变压绕组N11及变压绕组N12与三极管Q1及三极管Q2的集电极连接；三极管Q1及三极管Q2的发射极均与地连接。
在该自激推挽变换器中还包括驱动电路，具体地驱动电路包括二极管D3、二极管D4及电阻R2；二极管D3的阴极及二极管D4的阴极分别与三极管Q1的基极及三极管Q2的基极连接，二极管D3的阳极及二极管D4的阳极均与电阻R2的一端连接，电阻R2的另一端接地。
如图4还示出了图3中的自激推挽变换器的电流驱动电路图，从图中可看出本发明实施例的自激推挽变换器利用磁芯饱和反转电路工作状态，进而实现电路的自激振荡。
从图3及图4中可看出，本发明实施例的自激推挽变换器巧妙利用了变压器T1的反馈绕组，通过反馈绕组中的能量驱动三极管导通。具体地，用于驱动三级管的驱动电流来自反馈绕组N21/N22，电阻R1仅用于启动，其启动电流可以远远小于三极管的驱动电流ib，可以忽略不计。这样驱动功率＝反馈绕组电压*ib，因为反馈绕组电压远远小于电源输入端电压VCC，从而节约了驱动能量，提高了转换效率。
现有的自激推挽变换器除转换效率较低外，其带容性负载能力也较弱，容易导致启动不良。
而本发明实施例的自激推挽变换器，由于电容C1上的电压可以很好地钳位在一个可靠的位置，同时导通能够适当增加驱动电流，因此可以提高带容性负载的能力。而且该自激推挽变换器反馈绕组的独立回路把反馈绕组的公共端电位箝位在一个安全的位置，没有两个开关管(即两个三极管)同时导通的危险，即使遇到输出瞬间的大电流也比较安全可靠。
另外，现有的自激推挽变换器没有短路保护，一般当输出短路超过1秒时，电路就会烧毁。
而本发明实施例的自激推挽变换器，当输出短路时，反馈绕组电压消失，开关管失去驱动，自然关断，同时电阻R1上的驱动能量足够小，由此能够使电路工作在一个低功耗的状态，起到短路保护作用。
如表1所示，以24伏转24伏2瓦的自激推挽变换器为例，从表中可看出，现有的自激推挽变换器转换效率为82％，带容性负载能力为22uH，当输出端短路超过1秒时，电路板烧毁；
而本发明实施例的自激推挽变换器其转换效率为90％，带容性负载能力为470uH，当输出端短路时，电路板可持续短路且能自动恢复工作。
通过表1的对比可看出，本发明实施例的自激推挽变换器提高了转换效率，增强了带容性负载能力，其输出端能够提供短路保护。
表1
基于上述的利用反馈绕组提供驱动能量的原理，本发明实施例还进一步提供了多个实现电路。
如图5示出了本发明实施例中的第二种自激推挽变换器，该自激推挽变换器中启动电路包括电阻R1及电容C1；电阻R1的输入端与电源输入端连接，其输出端与电容C1的一端连接，电容C1的另一端接地。振荡电路包括变压器T1、三极管Q1及三极管Q2，其中三极管Q1及三极管Q2均为NPN型三极管；变压器T1的原边包括反馈绕组N21、反馈绕组N22、变压绕组N11及变压绕组N12；电阻R1的输出端分别通过反馈绕组N21及反馈绕组N22与三极管Q1及三极管Q2的基极连接；电源输入端分别通过变压绕组N11及变压绕组N12与三极管Q1及三极管Q2的集电极连接；三极管Q1及三极管Q2的发射极均与地连接。在该自激推挽变换器中还包括驱动电路，具体地驱动电路包括二极管D3及电阻R2；二极管D3的阴极与电阻R1的输出端连接，其阳极与电阻R2的一端连接，电阻R2的另一端接地。
如图6示出了本发明实施例中的第三种自激推挽变换器，该自激推挽变换器中启动电路包括电阻R1及电容C1；电阻R1与电容C1并联，其并联的输入端与电源输入端连接。振荡电路包括变压器T1、三极管Q1及三极管Q2，其中三极管Q1及三极管Q2均为NPN型三极管。变压器T1的原边包括反馈绕组N21、反馈绕组N22、变压绕组N11及变压绕组N12；电阻R1与电容C1并联的输出端分别通过反馈绕组N21及反馈绕组N22与三极管Q1及三极管Q2的基极连接；电源输入端分别通过变压绕组N11及变压绕组N12与三极管Q1及三极管Q2的集电极连接；三极管Q1及三极管Q2的发射极均与地连接。在该自激推挽变换器中还包括驱动电路，具体地驱动电路包括二极管D3、二极管D4及电阻R2；二极管D3的阴极及二极管D4的阴极分别与三极管Q1的基极及三极管Q2的基极连接，二极管D3的阳极及二极管D4的阳极均与电阻R2的一端连接，电阻R2的另一端接地。
如图7示出了本发明实施例中的第四种自激推挽变换器，该自激推挽变换器中启动电路包括电阻R1及电容C1；电阻R1与电容C1并联，其并联的输入端与电源输入端连接。振荡电路包括变压器T1、三极管Q1及三极管Q2，其中三极管Q1及三极管Q2均为NPN型三极管；变压器T1的原边包括反馈绕组N21、反馈绕组N22、变压绕组N11及变压绕组N12；电阻R1与电容C1并联的输出端分别通过反馈绕组N21及反馈绕组N22与三极管Q1及三极管Q2的基极连接；电源输入端分别通过变压绕组N11及变压绕组N12与三极管Q1及三极管Q2的集电极连接；三极管Q1及三极管Q2的发射极均与地连接。该自激推挽变换器中还包括调节电阻R2；驱动电路包括二极管D3；二极管D3的阴极与电阻R2的一端均与电容C1及电阻R1并联的输出端连接，二极管D3的阳极接地，电阻R2的另一端分别通过反馈绕组N21及反馈绕组N22与三极管Q1及三极管Q2的基极连接。
如图8示出了本发明实施例中的第五种自激推挽变换器，该自激推挽变换器中，启动电路包括电阻R1及电容C1；电容C1的一端与电源输入端连接，另一端与电阻R1的一端连接，电阻R1的另一端接地。振荡电路包括：变压器T1、三极管Q1及三极管Q2，其中三极管Q1及三极管Q2均为PNP型三极管；变压器T1的原边包括反馈绕组N21、反馈绕组N22、变压绕组N11及变压绕组N12；三极管Q1及三极管Q2的发射极均与电源输入端连接；三极管Q1及三极管Q2的基极分别通过反馈绕组N21及反馈绕组N22与电阻R1及电容C1的串联节点连接；三级管Q1及三极管Q2的集电极分别通过变压绕组N11及变压绕组N12接地。驱动电路包括：二极管D3、二极管D4及电阻R2；电阻R2的一端与电源输入端连接，另一端与二极管D3的阴极及二极管D4的阴极连接；二极管D3的阳极及二极管D4的阳极分别与三极管Q1及三极管Q2的基极连接。
如图9示出了本发明实施例中的第六种自激推挽变换器，该自激推挽变换器中，启动电路包括电阻R1及电容C1；电容C1的一端与电源输入端连接，另一端与电阻R1的一端连接，电阻R1的另一端接地。振荡电路包括：变压器T1、三极管Q1及三极管Q2，其中三极管Q1及三极管Q2均为PNP型三极管；变压器T1的原边包括反馈绕组N21、反馈绕组N22、变压绕组N11及变压绕组N12；三极管Q1及三极管Q2的发射极均与电源输入端连接；三极管Q1及三极管Q2的基极分别通过反馈绕组N21及反馈绕组N22与电阻R1及电容C1的串联节点连接；三级管Q1及三极管Q2的集电极分别通过变压绕组N11及变压绕组N12接地。驱动电路包括：电阻R2及二极管D3；电阻R2的一端与电源输入端连接，另一端与二极管D3的阴极连接，二极管D3的阳极与电阻R1及电容C1的串联节点连接。
如图10示出了本发明实施例中的第七种自激推挽变换器，该自激推挽变换器中，启动电路包括电阻R1及电容C1；电容C1的一端与电阻R1的一端并联；电容C1及电阻R1的另一端均接地。振荡电路包括：变压器T1、三极管Q1及三极管Q2，其中三极管Q1及三极管Q2均为PNP型三极管；变压器T1的原边包括反馈绕组N21、反馈绕组N22、变压绕组N11及变压绕组N12；三极管Q1及三极管Q2的发射极均与电源输入端连接；三极管Q1及三极管Q2的基极分别通过反馈绕组N21及反馈绕组N22与电阻R1及电容C1的并联节点连接；三级管Q1及三极管Q2的集电极分别通过变压绕组N11及变压绕组N12接地。驱动电路包括：二极管D3、二极管D4及电阻R2；电阻R2的一端与电源输入端连接，另一端与二极管D3的阴极及二极管D4的阴极连接；二极管D3的阳极及二极管D4的阳极分别与三极管Q1及三极管Q2的基极连接。
如图11示出了本发明实施例中的第八种自激推挽变换器，该自激推挽变换器中，启动电路包括电阻R1及电容C1；电容C1的一端与电阻R1的一端并联；电容C1及电阻R1的另一端均接地。振荡电路包括：变压器T1、三极管Q1及三极管Q2，其中三极管Q1及三极管Q2均为PNP型三极管；变压器T1的原边包括反馈绕组N21、反馈绕组N22、变压绕组N11及变压绕组N12；三极管Q1及三极管Q2的发射极均与电源输入端连接；三极管Q1及三极管Q2的基极分别通过反馈绕组N21及反馈绕组N22与电阻R1及电容C1的串联节点连接；三级管Q1及三极管Q2的集电极分别通过变压绕组N11及变压绕组N12接地。驱动电路包括：电阻R2及二极管D3；电阻R2的一端与电源输入端连接，另一端与二极管D3的阴极连接，二极管D3的阳极与电阻R1及电容C1的并联节点连接。
本发明的自激推挽变换器巧妙利用了变压器T1的反馈绕组，通过反馈绕组中的能量驱动三极管导通，三极管驱动功率＝反馈绕组电压*ib，因为反馈绕组电压远远小于电源输入端电压VCC，从而节约了驱动能量，提高了转换效率。
本发明实施例的自激推挽变换器，由于电容C1上的电压可以很好地钳位在一个可靠的位置，同时导通能够适当增加驱动电流，因此可以提高带容性负载的能力。而且该自激推挽变换器反馈绕组的独立回路把反馈绕组的公共端电位箝位在一个安全的位置，没有两个开关管(即两个三极管)同时导通的危险，即使遇到输出瞬间的大电流也比较安全可靠。
进一步本发明实施例的自激推挽变换器，当输出短路时，反馈绕组电压消失，开关管失去驱动，自然关断，同时电阻R1上的驱动能量足够小，由此能够使电路工作在一个低功耗的状态，起到短路保护作用。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.自激推挽变换器，其特征在于，包括：电源输入端、启动电路、振荡电路、驱动电路及输出电路；
所述驱动电路与所述振荡电路连接，且所述驱动电路与所述振荡电路之间形成包含变压器反馈绕组的独立回路，所述振荡电路中的三极管利用所述反馈绕组在所述独立回路中产生的能量进行驱动；
所述电源输入端通过所述启动电路连接到所述独立回路；所述输出电路与所述振荡电路通过所述变压器耦合。
2.根据权利要求1所述的自激推挽变换器，其特征在于，所述振荡电路包括：变压器T1、三极管Q1及三极管Q2，其中所述三极管Q1及所述三极管Q2均为NPN型三极管；
所述变压器T1的原边包括反馈绕组N21、反馈绕组N22、变压绕组N11及变压绕组N12；所述启动电路分别通过所述反馈绕组N21及所述反馈绕组N22与所述三极管Q1及所述三极管Q2的基极连接；所述电源输入端分别通过所述变压绕组N11及变压绕组N12与所述三极管Q1及所述三极管Q2的集电极连接；所述三极管Q1及所述三极管Q2的发射极均与地连接。
3.根据权利要求2所述的自激推挽变换器，其特征在于，所述驱动电路包括：二极管D3、二极管D4及电阻R2；所述二极管D3的阴极及所述二极管D4的阴极分别与所述三极管Q1的基极及所述三极管Q2的基极连接，所述二极管D3的阳极及所述二极管D4的阳极均与所述电阻R2的一端连接，所述电阻R2的另一端接地；
或，所述驱动电路包括：二极管D3及电阻R2；所述二极管D3的阴极与所述启动电路连接，其阳极与所述电阻R2的一端连接，所述电阻R2的另一端接地。
4.根据权利要求2所述的自激推挽变换器，其特征在于，所述启动电路包括电阻R1及电容C1；所述电阻R1与所述电容C1并联，其并联的输入端与所述电源输入端连接，其并联的输出端分别通过所述反馈绕组N21及所述反馈绕组N22与所述三极管Q1及所述三极管Q2的基极连接。
5.根据权利要求4所述的自激推挽变换器，其特征在于，还包括调节电阻R2；所述驱动电路包括二极管D3；所述二极管D3的阴极与所述电阻R2的一端均与电容C1及电阻R1并联的输出端连接，所述二极管D3的阳极接地，所述电阻R2的另一端分别通过所述反馈绕组N21及所述反馈绕组N22与所述三极管Q1及所述三极管Q2的基极连接。
6.根据权利要求1所述的自激推挽变换器，其特征在于，所述启动电路包括电阻R1及电容C1；所述电容C1的一端与所述电源输入端连接，另一端与所述电阻R1的一端连接，所述电阻R1的另一端接地；
所述振荡电路包括：变压器T1、三极管Q1及三极管Q2，其中所述三极管Q1及三极管Q2均为PNP型三极管；
所述变压器T1的原边包括反馈绕组N21、反馈绕组N22、变压绕组N11及变压绕组N12；
所述三极管Q1及所述三极管Q2的发射极均与所述电源输入端连接；所述三极管Q1及所述三极管Q2的基极分别通过所述反馈绕组N21及反馈绕组N22与所述电阻R1及所述电容C1的串联节点连接；所述三级管Q1及所述三极管Q2的集电极分别通过所述变压绕组N11及所述变压绕组N12接地。
7.根据权利要求1所述的自激推挽变换器，其特征在于，所述启动电路包括电阻R1及电容C1；所述电容C1的一端与所述电阻R1的一端并联；所述电容C1及所述电阻R1的另一端均接地；
所述振荡电路包括：变压器T1、三极管Q1及三极管Q2，其中所述三极管Q1及三极管Q2均为PNP型三极管；
所述变压器T1的原边包括反馈绕组N21、反馈绕组N22、变压绕组N11及变压绕组N12；
所述三极管Q1及所述三极管Q2的发射极均与所述电源输入端连接；所述三极管Q1及所述三极管Q2的基极分别通过所述反馈绕组N21及反馈绕组N22与所述电阻R1及所述电容C1的并联节点连接；所述三级管Q1及所述三极管Q2的集电极分别通过所述变压绕组N11及所述变压绕组N12接地。
8.根据权利要求6或7所述的自激推挽变换器，其特征在于，所述驱动电路包括：二极管D3、二极管D4及电阻R2；所述电阻R2的一端与所述电源输入端连接，另一端与所述二极管D3的阴极及所述二极管D4的阴极连接；所述二极管D3的阳极及所述二极管D4的阳极分别与所述三极管Q1及所述三极管Q2的基极连接。
9.根据权利要求6所述的自激推挽变换器，其特征在于，所述驱动电路包括：电阻R2及二极管D3；所述电阻R2的一端与所述电源输入端连接，另一端与所述二极管D3的阴极连接，所述二极管D3的阳极与所述电阻R1及所述电容C1的串联节点连接。
10.根据权利要求6所述的自激推挽变换器，其特征在于，所述驱动电路包括：电阻R2及二极管D3；所述电阻R2的一端与所述电源输入端连接，另一端与所述二极管D3的阴极连接，所述二极管D3的阳极与所述电阻R1及所述电容C1的并联节点连接。
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