CN1578581A - 具有独立调节频率和占空度冷阴极荧光灯的电路 - Google Patents

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Abstract

两个独立控制的变量，即对输出驱动器的驱动波形的频率和占空度，可被用来使冷阴极荧光灯(CCFL)的工作最优化。驱动波形的频率可被用来控制在CCFL电路中压电变换器(PZT)的增益。可是，驱动波形的占空度可被用来控制在PZT输入端处正弦波形的幅度，从而，控制通过该CCFL的电流。

Description

具有独立调节频率和占空度冷阴极荧光灯的电路
技术领域
本发明涉及一种冷阴极荧光灯(CCFL)，具体来说，涉及一种最佳地操作该CCFL的方法。本方法包括调节驱动波形的频率再加上调节该驱动波形的占空度。
背景技术
液晶显示器(LCD)在电-子技术领域中是众所周知的。在笔记本电脑中最大功耗装置中的一种就是用于它的LCD的背光屏。LCD通常采用冷阴极荧光灯(CCFL)作为背光照明。不过，为了正常工作，CCFL需要高压的交流电源供给。准确地说，CCFL在约50kHz时一般需要600Vrms。而且，CCFL的启动电压可以是它正常工作电压的两倍那样高。因此，即使是启动CCFL工作也需要超过1000Vrms。
在最适宜的应用中，在笔记本电脑中的电池必须产生供CCFL所需的交流高压。为提高重要的电池寿命，一种有效的方法是需要把这直流低压转换成必需的交流电压。在现有技术中，磁变换器已提供了上述的转换。不过，从经常要减小空间这个局限性来看，磁变换器在笔记本电脑中正在变得不实用了。
为此，一般比它们同类产品磁变换器小好多的压电变换器越来越被用来为CCFL提供DC/AC变换。压电变换器(PZT)依靠两个固有的效应来提供在笔记本电脑应用中所需高的电压增益。首先，在非直接的效应中，对PZT施加的一输入电压使其在尺寸上有变化，从而使这PZT以声频作振动，其次，在直接效应中，引起的PZT振动导致产生一输出电压。PZT的电压增益由在本领域中技术人员所熟知的它的物理结构所决定的，所以不在本文中作详细描述。因为PZT具有强烈的电压增益与频率的关系，所以这PZT应在非常接近它的谐振频率(例如，在10％之内)的一个频率时被驱动。
图1A示出在2001年5月29日授权与Fujimura等人的第6,239,558号美国专利中描述的现有技术CCFL电路100A(在下文，简称Fujimura)CCFL电路具极用于控制由P型晶体管104和N型晶体管105形成的半桥路的两根输入线102和103。输入线102和103接收示于图1B中的非重叠时钟信号。在一实施例中，提供到P型晶体管104栅极的时钟信号121可在由电池101提供的电压VBATT(从而关断那个晶体管)和VBATT-VGS之间变化，其中VGS是晶体管104的栅-源电压(从而开通那个晶体管)。在这个实施例中，提供到n型晶体管105栅极的时钟信号122，可在电压VGS(从而开通那个晶体管)和VSS(例如，地)之间变化(从而关断那个晶体管)。
最佳的是，不论P型晶体管104还是N型晶体管105按时在任何点上是通导的，从而于节点N1处提供在VSS和VBATT之间变化的脉冲方波。不过，在实际上，为了可靠的工作必须在晶体管104和105的通导态之间存在一些延迟。因此，举例来说，可包括与时钟信号121和122有关联的延迟119和120来保证晶体管104和105不在相同时间通导，从而防止不希望有的能量损耗。
在CCFL电路100A中，电感器106和电容器107起着滤波器的作用以在节点N1处把脉冲方波变换成在节点N2处的正弦形波。注意，CCFL电路100的PZT108通常包括大的输入电容。所以，在某些实施例中，可消除电容器107。
PZT108不仅包括耦合到节点N3的一个输出端，而且，还包括分别耦合到节点N2和VSS的两个输入端(在图1A中由两水平板代表)。重要的是，在节点N3(在PZT108的输出)处的正弦波形具有比在节点N2(在PZT108的输入)处较大的正弦波形。照这样，CCFL110的输入端接收高电位的AC信号。
CCFL110的输出端，即节点N4，通过电阻113被耦合到VSS。正如Fujimura所说明的那样，流经电阻113的电流可在节点N4处通过线118检测到，于是利用整流器(通常是包括一个或多个两极管逼使电流在一个方向上)从AC变换到DC，以提供与CCFL电流成正比的电压。误差信号放大器EA把这已整流的电压与一设定的参考电压作比较，于是输出这两个电压之间的差把它作为放大的比较结果。这已放大的信号控制受电压控制的振荡器(VCO)，它把频率信号输出到驱动电路。这驱动电路把非重叠时钟信号提供到晶体管104和105。
因此，上述的控制回路采用频率来控制通过CCFL110的电流。准确地说，正如在本领域中的技术人员所熟知的，PZT108具有一个特征频率响应。图1C示出对PZT108画出的电压增益对频率的关系曲线图，其中假设了忽略电感器106和电容器107的作用。通常，正如由输出电压曲线150所指出的，PZT的初始驱动频率起始于高的频率位置上，然后减小到直至该电压增益超过参考电压191时为止，这参考电压191相当于CCFL最小的启动电压(例如，到电压增益152)。在该点上，CCFL开始工作，从而，正如由输出电压曲线160所示，对PZT引入一负载。
PZT在它的谐振频率时达到最佳的性能，即在谐振频率163处。但是，接近于零开始的并增加到谐振频率163的诸频率导致PZT的不稳定的和/或效率差的工作，因此不彩用。所以，在CCFL工作期间，PZT较佳地被维持在频率161和162之间。
重要的是，回过来参考图1A，改变在线102和103上的非重叠时钟信号的驱动频率会有在节点N1处的脉冲波形和在节点N2和N3处的正弦波形相应的频率变化。当这些波形的频率改变时，流经CCFL110的电流也会改变。
CCFL电路100A的缺点中的一个缺点是在由电池101提供的输入电压上大的变化(例如，7-24V)造成驱动频率很大的变化。具体地说，在高的输入电压时，驱动电流可显著地增加以把灯管电流维持在所需之值。不过，正如关于图1C所指出的，最有效的PZT的工作发生于靠近谐振频率163处。所以，高的频率可迫使PZT108进入效率差的工作区中(即进入低增益区)。
图1D示出也是由Fujimura描述的CCFL电路100B，它是用于通过控制占空度来调节PZT108的输出电压。注意，在该图中同样的参考数字指的是同样的部件。在CCFL电路100B中，电阻111和112是在节点N3和VSS之间串联连接的，从而形成分压器。照这样，连接到在电阻111和112之间节点N5的线117被用作在节点N3处检测PZT108的输出电压。
误差信号放大器EA再一次把这已整流的电压与一设定的参考电压作比较。这已放大的EA输出信号控制脉冲宽度调制(PWM)振荡电路。这PWM振荡电路本身又控制对驱动器的驱动波形的占空度，这驱动器产生对晶体管104和105的非重叠时钟信号。在一实施例中，当这个驱动波形的占空度增加时，P型晶体管104通导时间较长，而n型晶体管105通导时间较短，从而增加了在节点N3处信号的幅度。
因此，该CCFL电路100B的控制回路设法通过控制对驱动器的根据在节点N3处正弦波形幅度的驱动波形之占空度来调节CCFL110的亮度。在另一由Fujimura描述的实施例中，通过线116可把电阻111和112连接到节点N2。这个控制回路将设法通过控制对驱动器的根据在节点N2处正弦波形幅度的驱动波形之占空度来调节CCFL110的亮度。不过，因为在节点N2和N3处的正弦波形相对于地并不对称，所以，标准的整流电路设计可能会不准确地确定正弦波形的中点。因此，上述的控制回路可不准确地调节通过CCFL110电流的亮度。所以，产生了要为CCFL提供电源的一种改良系统的需要。
发明内容
提供一种使冷阴极荧光灯(CCFL)电路性能最优化的方法。CCFL电路可包括一CCFL和用于驱动该CCFL的压电变换器(PZT)。根据本发明的一个方面，对CCFL提供驱动波形。重要的是，该驱动波形的频率是根据线性变换的输入电压，而该驱动波形的占空度是根据通过该CCFL检测到的电流。这线性变换的输入电压不仅根据对CCFL电路可能的输入电压范围，而且还可根据在CCFL电路中PZT的特性。只要该驱动波形能在CCFL电路中包括半桥式中晶体管的开通/关断。
根据本发明的另一方面，CCFL电路的最优化性能发生于CCFL电路工作之前和当时。例如，在CCFL电路工作之前，可确定时CCFL电路的驱动波形的频率。这频率不仅根据与PZT有关联的所要的线性变换电压的范围，而且还根据输入源电压的范围。当CCFL电路在工作时，驱动波形的占空度可根据通过CCFL的检测到的电流来调节。
还提供一种用于使CCFL电路性能最优化的系统。这系统可包括用于确定为CCFL电路的驱动波形频率的装置和用于调节该驱动波形占空度的装置。该频率可根据输入源电压的范围和所要的与PZT有关联的线性变换电压的范围。占空度可根据通过CCFL的检测到的电流。
用于确定驱动波形频率的装置可包括耦合在一节点和高压源(其中，这高压源是在输入源电压范围中的一个电压)之间的第一电阻器，耦合在该节点和低压源之间的第二电阻器，具有连接到参考电压的正输入端以及一负输入端的误差信号放大器，以及耦合到该节点，误差信号放大器负输入端，和误差放大器输出端的第三电阻器。
根据本发明一实施例的一种线性电压变换器可包括耦合在一节点和高电压源之间的第一电阻器，其中该高电压源是在输入源电压范围中的一个电压，耦合在该节点和低电压源之间的第二电阻器，具有连接到参考电压的正输入端和负输入端的误差信号放大器，以及耦合到该节点，误差信号放大器的负输入端，和误差信号放大器输出端的第三电阻器。重要的是，误差信号放大器的输出端能对受电压控制的振荡器(VCO)提供确定该VCO输出频率的信号。
附图说明
图1A示出用于通过控制驱动波形的频率来调节PZT输出电压的现有技术简化的CCFL系统；
图1B示出能用于在图1A CCFL电路中驱动半桥式的非重叠时钟信号；
图1C示出对在CCFL电路中的PZT的电压增益对频率的特性曲线图；
图1D示出用于通过控制驱动波形的占空度来调节PZT输出电压的现有技术简化的CCFL系统；
图2示出根据本发明能通过调节驱动波形的频率和占空度这两者使CCFL性能最优化的简化CCFL系统；
图3示出用于VCO和比较器的示范性波形，其中周期为T，因此这些波形的频率(即1/T)是相同的；
图4示出一种用于线性电压变换器的示范性实施例；
图5示出用于使CCFL电路的工作最优化的示范性方法；
图6示出能采用线电压变换器和在图2和4中描述的反馈回路使CCFL电路的工作最优化的一种示范性CCFL系统；
图7示出用于图6中CCFL系统的一个电路设计；
图8示出可供线性电压变换器之用的示范性VCO。
具体实施方式
根据本发明的特性，可采用对输出驱动器的驱动波形的频率和占空度这两个独立控制的变量来使冷阴极荧光灯(CCFL)工作最优化。准确地说，驱动波形的频率可被用来控制在CCFL电路中压电变换器(PZT)的增益。可是，驱动波形的占空度可被用来控制在PZT输入端处正弦波形的幅度，从而控制通过CCFL的电流。
同时调节频率和占空度所导致CCFL电路不稳定。所以，根据本发明的一特性，可分别地调节这些控制变量。根据该CCFL电路的结构，这独立的调节是可行的，其中频率是电池(即输入)电压的函数，而占空度则是CCFL电流的函数。
图2示出包括CCFL电路270的简化CCFL系统200。CCFL电路270包括在关于CCFL电路100A和100B(分别是图1A和1D)中详细描述的部件，CCFL电路270还不仅包括连接在CCFL110输出端和VSS之间的两极管235，而且还包括连接在CCFL110输出端和电阻器113之间的两极管234。在一实施例中，电池101可提供在7-24V之间的电压源(通常在笔记本电脑应用中装有三个锂离子电池)。
CCFL系统200包括连接到提供DC信号COHP到比较器223正端的节点N4的第一控制回路。系统200还包括提供信号RAMP(锯齿波形)到比较器223负端的VCO220。比较器223的输出信号，即PWM信号(方的波形)，被提供到输出驱动器201，它本身又提供非重叠时钟信号OUTA和OUTB到晶体管104和105(即到CCFL电路270的驱动波形)。
第一控制回路控制占空度
正如上面所述，可在线118上检测到通过CCFL110的电流，其中横跨电阻器113的已整流电压(由两极管234和235保证)与CCFL电流成正比。根据本发明的一特性，那个电压可驱动积分器233的输入。准确地说，积分器233通过电阻器226接收线118上的电压，其中电阻器226被耦合到误差信号放大器224的负端。误差信号放大器224把这个电压与在它的非转换端接收到的参考电压VR1作比较。
在一实施例中，参考电压VR1是通过电阻分配器从温度和供应稳定的参考电压(诸如带隙参考)中取得。也可采用其它熟知的用于提供参考电压VR1的技术。在一实施例中，参考电压VR1可在0.5V和3.0V之间。注意，参考电压VR1越大，横跨电阻器113的平均电压就越大。相反，如果参考电压太小，则误差信号放大器224发生偏离而其它非理想状态可能会变得显著。所以，在一实施例中，参考电压可以是1.5V。
可把电容器225耦合到误差信号放大器224的负端和输出端，从而完成积分器233的形成。积分器233的用途是产生DC信号COMP，使得在节点N4处的按时间平均的电压基本上等于参考电压VR1。
驱动波形具有频率
VCD220产生称之为RAMP信号的锯齿波形，其中RAMP信号的频率是VCO控制电压的函数。一般来说，提高输入电压就提高频率。重要的是由VCO220产生的RAMP信号的频率不仅控制了在节点N2处的正弦波形的频率，而且还控制了由比较器223产生的PWM信号的频率。
图3示出在时间t1-t4分别由VCO220和比较器223产生的示范性波形301和302。因为波形301和302的周期T是相同的，其频率(即1/T)在逻辑上在是相同的。
但是，正如关于图1C指出的，当频率在通过谐振频率163之间提高时，增益不合需要地降低。因此，与到VCD220的输入电压无关，对RAMP信号频率(从而PWM信号和在节点N2处的正弦波形)应在频率161和162的范围之内是合乎所需的，从而保证了可接受的增益。到VCO220的控制电压，(即电压VT)，具有对RAMP信号频率的直接关系。
设置驱动波形的频率
根据示于图2中本发明的一特性，可采用线性电压变换器250来提供一合适的变换电压VT到VCO220。准确地说，在输入电压Vin的一已知范围之内的电压到CCFL系统200，VCO220应较佳地接收电压VT的一已预先确定的范围。
重要的是，该变换的(也称之为控制)电压VT可根据在CCFL系统200中实际使用的PZT。准确地说，实施的各个PZT频率/增益关系(同属地示于图1C)彼此是不同的。所以该变换电压VT可对应于一实际的电压，这个电压当它被提供到VCO220时，将为在CCFL系统200中使用的实际PZT提供在频率161和162的范围之内的一个频率。在一实施例中，输入电压Vin可包括7-24V(即电池101可能的电压)，而变换电压VT则可包括0-5V。所以，线性电压变换器250可根据到CCFL系统200的输入电压Vin的一已知范围，方便地被用来提供一已预先确定范围的变换电压VT到VCO200。
图4示出一线性电压变换器250的示范性实施例。在这实施例中，把两个电阻器R1和R2串联连接在输入电压(即电池101)和电压源VSS之间，从而形成分压器，使得节点N6(位于电阻器R1和R2之间)提供与电池101的电压成正比的电压。在节点N6处的电压驱动误差信号放大器400的负输入端。误差信号放大器400把在节点N6处的电压与在它的正输入端接收到的参考电压VR2作比较。注意，一般来说，参考电压VR2可用类似于参考电压VR1的方式来设定。把电阻器R3和电容器C1并联耦合在误差信号放大器400的负输入端和输出端之间。线性电压变换器250的可任选部件电容器C1可提供滤波的功能，准确地说，把信号的高频组分过滤出来。
根据本发明的一特性，可选择电阻器R1，R2和R3的值以获得适宜的转换功能，即VT＝f(Vin)。R1的值在没有易受寄生的情况下可选得比较大。例如，在一实施例中，电阻R1可以是100kOhm到1MOhm。
下列方程可用来计算电阻R2和R3。
R 2 = VR 2 ( R 1 ) ( VT 2 - VT 1 ) VR 2 [ ( VT 1 - VT 2 ) + ( Vin 2 - Vin 1 ) ] - ( VT 1 Vin 2 ) + ( Vin 1 VT 2 )
R 3 = R 1 VT 1 - VT 2 Vin 2 - Vin 1
其中Vin1是最低的可能输入电压，而Vin2则是最高的可能输入电压，VT1是当输入电压Vin＝Vin1时的变换电压，而VT2则是当输入电压Vin＝Vin2时的变换电压。注意到两个电阻R2和R3是用电阻R1来定义的。在一实施例中，参考电压可以是1.25V，输入电压Vin1可以是TV，输入电压Vin2可以是24V，变换电压VT1可以是5V，变换电压VT2可以是OV，电阻R2可以是67.6kOhm，而电阻R3则可以是294kOhm。
调节驱动波形的占空度
根据本发明的另一特性，可方便地调节即为PWM信号的驱动波形的占空度。一般来说，当驱动波形的占空度增加时，输出驱动器201(图2)开通p型晶体管104的时间较长，而开通n型晶体管105的时间较短，从而增加了在节点N2处正弦波形的幅度。增加正弦波形的幅度就会增加通过CCFL110的电流。
相反，当驱动波形的占空度减少时，输出驱动器201(图2)开通p型晶体管104的时间较短，而开通n型晶体管105的时间较长，从而减少了在节点N2处正弦波形的幅度。减少在节点N2处正弦波形的幅度就会减小通过CCFL110的电流。因此，包括线118和积分器233的反馈回路能使CCFL200自动调节即为PWM信号的驱动波形的占空度。
在CCFL系统工作之前/当时完成最优化
图5示出用于使包括PZT的CCFL电路的工作最优化的示范性方法500。在步骤501中，可以确定用于包括CCFL电路的CCFL系统的一输入电压范围。这输入电压的范围不仅包括最大输入电压，而且还包括最小输入电压。例如，最小/最大输入电压可以是在CCFL系统中使用的电池可能的电压源范围，例如，TV和24V。
在步骤501中，还可确定变换电压的范围。这变换电压的范围不仅包括最大变换电压，而且还包括最小变换电压。在一实施例中，该最小/最大的变换电压VT可对应于该实际的电压这个电压当提供到在CCFL系统中的VCO时，将为在该CCFL系统中实际的PZT提供最大/最小的所需频率。例如，最小/最大的变换电压可以是OV和5V。
在步骤501中确定的电压范围便于计算在步骤502中线性电压变换器的电阻。在一实施例中，线性电压变换器包括三个电阻器，这三个电阻器可方便地把在可能的输入电压范围中的任何电压变换成为在可能的输出电压范围中的一电压。照这样，并根据步骤503所描述的，驱动波形的频率可根据在该系统中的PZT被最优化。注意，可在CCFL系统工作之前完成步骤501和502。
在可于CCFL系统工作时完成的步骤503中，在CCFL系统中的VCO能接收实际的输入电压(它是在可能的输入电压范围之内)然后产生具有已预先确定频率的RAMP波形。重要的是，该RAMP波形把这驱动波形的频率设定到预先确定的频率。这驱动波形的频率本身又确定了在节点N2处的正弦波形，它控制了由PZT提供的增益。具体地说，该已预先确定的频率保证了这、PZT能提供最佳的增益(例如，在谐振频率的+10％之内)。
在也能在CCFL系统工作时完成的步骤504中，从CCFL输出端来的反馈回路可被用于调节驱动波形的占空度。可修改这个占空度，直至通过CCFL的电流被优化时为止。
所以，总之，CCFL电路的最优化工作包括采用驱动波形的频率为PZT设定一适宜的增益，然后采用驱动波形的占空度修改CCFL的电流。
CCFL系统的实施例
图6示出采用线性电压变换器和根据图2和4描述的第一控制回路的，能使CCFL电路270的工作最优化的CCFL系统600。注意，具有相同参考数字的部件具有同样的功能度。
在该实施例中，可通过耦合到供给电压VSS的电阻器229来设定VCO220的最小工作频率。而且，可通过耦合到供给电压VDD的电阻器222来设定VCO220的调节范围。注意，电阻器222和229为VCO设定较宽的频率范围(即绝对最小和最大的频率)，而电阻器R1，R2和R3(与电阻器222和229一起)设定较窄的频率范围。例如，在一实施例中，电阻器222和229可设定在54KH2和60KH2之间的频率范围，而电阻器R1，R2，和R3(与电阻器222和229一起)则可设定在55kH2和56KH2之间的频率范围。
在一实施例中，可通过箱位电路232来限制由积分器233产生的COMP信号。箱位电路232包括提供输出信号到晶体管228栅极的误差信号放大器227。晶体管228是n型晶体管，它具有耦合到VSS的源极和不仅耦合到积分器233输出的，而且还耦合到误差信号放大器227的正输入端的漏极。误差信号放大器227还包括耦合到电流源230和电容器239一端(另一端被耦合到VSS)的负输入端。在这结构中，箱位电路232能使COMP信号的不快于电流源230对电容器239充电的速率来增加。因此，箱位电路232阻止COMP信号(从而阻止PWM信号)立刻到达它的满功率模式，从而能让CCFL110缓慢地启动。具有对CCFL110逐渐地增加功率不仅有助于延长CCFL电路270其它部件的寿命，而且还有助于延长它的寿命。
启动操作
在一实施例中，可通过箱位电路231来限限制变换电压VT。箱位电路231包括提供输出信号到晶体管212栅极的误差信号放大器211。晶体管212是n型晶体管，它具有耦合到VSS的源极和不仅耦合到积分器231输出的，而且还耦合到误差信号放大器211的正输入端的漏极。在这结构中，箱位电路231能让变换电压VT以不快于一选择的电流源能对电容器210充电的速率来增加。准确地说，在这实施例中，箱位电路231还包括两个电路源，一个在1μA而另一在150μA，它们是有选择地不仅连接到电容器210的一端，而且还连接到误差信号放大器211的负输入端。电容器210具有连接到VSS的另一端。在一实施例中，电容器210具有0.022μF的低电容值。
在CCFL110的“冷”启动操作时，即采用已预先确定的时间时段的启动，此时CCFL110已被关断，故障和控制逻辑线路205产生有源信号FIRST，从而导致箱位电路231选择较低值的电流源(即在本实施例中，1μA)。相反，在后继的“热”启动时，即按照比已预先确定的时间时段略短的时间时段的启动，故障和控制逻辑线路205产生非活性信号FIRST，从而导致箱位电路231选择较高值的电流源(即150μA)，照这样，电容器210的充电时间在冷启动时要比在热启动时较长。
如果误差信号放大器211与在它的正输入端接收的变换电压VT相比，在它的负输入端接收较低的电压，于是误差信号放大器211的输出增加，从而开通晶体管212并在VT线上提供降低的(Pulldown)电压。如果误差信号放大器211与在它的正输入端接收的变换电压VT相比，在它的负输入端接收较高的电压，于是误差信号放大器211的输出减小，从而关断晶体管212，并使在VT线上的电压增加，如由积分器230所控制的那样。照这样，本发明保证了CCFL110的冷启动比热启动慢得多。
CCFL消光
通过用比肉眼能检测到较高的，但比CCFL驱动频率要低得多的频率，来开通知关断CCFL110可达到消光。例如，如果CCFL110的驱动频率为50kHz，于是消光频率可以是200Hz，当开通/关断信号的占空度从0变到100％，则平均灯管亮度亦从0变到100％。在一实施例中，斜波发生器230能产生受小电容器204限制的锯齿波形。在一实施例中，电容器204的电容为0.015μF。比较器202把这锯齿波形与诸如DC电压的亮度控制电压作比较，这DC电压与所需的亮度成正比。根据这个比较，比较器202输出可变的占空度信号CHOP。
该CHOP信号能阻止输出驱动器201换向，并还能重新设定电容器210和239到0伏。因此，当CHOP信号是有源的时，箱位电路231和232显著地限止了在COMP和VT线上的电压，从而保证具有极少过调量的平滑消光操作。
第二控制回路
在CCFL系统600中的第二控制回路能确定提供在跨越CCFL110上的不合需要的电压。准确地说，第二控制回路包括耦合在节点N3和VSS之间的两电阻器111和112，从而形成分压器。在这结构中，在晶体管111和112之间的节点N5提供与跨越CCFL110的电压成正比的OVP信号。节点N5通过线117被连接到故障和控制逻辑线路205。如果OVP信号(因而CCFL电压)太高，于是由故障和控制逻辑线路205产生的长有源CHOP信号能实际地关断CCFL电路270以防止潜在危险的情况发展。换句话说，如果在节点N3处的电压太高，于是故障和控制逻辑线路205不管电流工作模式将关断该芯片。
在一实施例中，在不论是冷的还是热的启动之后，对一预先确定的时间时段，故障和控制逻辑线路205是半截止的。这半截止的周期是合乎需要的，因为当在电容器210和239上的电压正斜着向上时，CCFL可经受高于和低于正常的这两个电压。正如上面指出的，对超电压的检查没有“消隐”期。不过，故障和控制逻辑线路205也可检查得知在节点N3处没有不足的电压。在一实施例中，在故障和控制逻辑线路205产生故障信号并关断该芯片之前，不足电压的故障检查必须接收不足电压操作的四个连续周期。照这样，故障和控制逻辑线路205防止了一次不希望有的关断。直到单一乱真的不足电压的现象。在半截止的时间之后，故障和控制逻辑线路205重新可全部恢复操作。
故障和控制逻辑线路205还可接收来自节点N4的CSDET信号。因此，故障和控制逻辑线路205可搜导在节点N4处的不足电压的情形(灯管中不足的电流)。再一次，这故障检查在每次启动周期之后，对某个期间可被截止(类似于节点N3的不足电压检查)。在一实施例中，在故障和控制逻辑线路205产生一故障并关断该芯片之前，故障和控制逻辑线路205必须接收在节点N4处不足电压操作的四个连续周期。
CCFL系统的示范性设计线路
图7示出图6中CCFL系统的一设计电路。注意，相同的参考数字指出相同的部件。可把附加的部件包括在CCFL系统600的实际的执行中。这种附加部件不仅可包括，例如，电容器263、264和265，而且还包括电阻器261，pnp晶体管262。电容器263起着调节芯片上参考电压的作用，电容器264，拉升(pull-up)电阻器261，以及pnp晶体管262形成能从电池101提供VDD供给电压的线性调节器。电容器265，在本实施例中可起着旁路电容器的作用，它有效地调节来自电池101的高的AC电流。划线的框格260反映出在其内的部件可制作在一块芯片上。
示范性的VCO结构
图8示出示范性的VCO220，它是CMOS张弛振荡器。准确地说，当节点809是高电位时(例如3V)时，于是来自放大器808A和808B的反馈信号(通过置位一复位双稳态触发电路812)闭合开关810，从而迅速地使电容器805放电。相反，当节点809是低电位时(即小于0.5V)，于是反馈信号打开开关810，从而使电容器805根据由电流镜(current mirror)产生的电流来充电，这电流镜包括晶体管802/803和电流分配器804，这个充电和放电的周期在放大器808的输出上产生了时钟信号CLK。
重要的是，在节点809处的电流和电压以及电容器805的电容确定了在VCO220中的振荡频率。就是说，I＝I1+I2。所以，VCO220的频率应由方程(I1+I2)/(C×V)来计算，其中C是电容器805的电容，而V是在节点809处的斜波幅度。注意，I1是由电阻器229确定的，而I2是由电阻器222(见图6)和VT信号确定的。
在VCO220的这个实施例中，放大器801和晶体管802被构筑成要保证参考电压(例如1.5V)被可靠地传递到节点811。于是，这个与电阻器229的电阻值结合的电压能为电流镜提供稳定的电流。
晶体管806通常被校准到提供大的电流。不过，对I2实际上只需要小的电流(即I1是电容器805的主要充电电流)。所以，在本实施例中是50∶1的电流分配器804可用来提供适宜的电流分配。
因此，如果I2的组分为零，于是VCO220将只提供最小的频率，如由电阻器229所设定的。假设有I2的某些电流组分，于是电流I2(它是由电阻器222所确定的)确定VCO220的频率界限(即最小允许频率)。
其它实施例
关于CCFL系统600的其它信息和它的设计电路由在2002年2月26日提交的，题为“System and Method For Powering Cold Cathode FluorescentLighting”的第10/083,932系列号美国专利申请提供，该文通过引用结合在此。
已在本文描述了本发明的各种实施例。在本领域中的技术人员将认识到对那些实施例可作出各种部件的替代品或修改。例如，虽然在本文描述的半桥路包括一p型晶体管和一n型晶体管，但其它的实施例可包括仅包含多个n型晶体管的桥路，而且，虽然在本文描述的线性电压变换器包括三个电阻器，但在其它实施例中可包括或多或少的电阻器。注意，该线性电压变换器可包括与所图示的电阻器不同的部件或包括附加到所图示的电阻器的部件。与执行过程无关，这些部件将保证把可能的输入电压范围变换成为与在系统中使用的PZT相一致的输出电压范围。所以，本发明的范围只由所附权利要求书来限定。

Claims (9)

1、一种使冷阴极荧光灯(CCFL)电路的性能最优化的方法，该CCFL电路包括CCFL和用于驱动该CCFL的压电变换器(PZT)，其特征在于，该方法包括：
提供驱动波形到该CCFL电路，
其中该驱动波形的频率是根据线性变换的输入电压，以及
其中该驱动波形的占空度是根据通过该CCFL检测到的电流。
2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，
其中该线性变换的输入电压是根据在该CCFL电路中PZT的特性。
3、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，其中该线性变换的输入电压是根据用于CCFL电路一个可能的输入电压范围。
4、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，其中只要该驱动波形包括开通/关断在这CCFL电路中半桥路的晶体管。
5、一种使冷阴极荧光灯(CCFL)电路的性能最优化的方法，该CCFL电路包括CCFL和用于驱动该CCFL的压电变换器(PZT)，其特征在于，该方法包括：
在该CCFL电路工作之前，为该CCFL电路确定驱动波形的频率，其中该频率是根据输入源电压的一个范围和与该PZT有关联的所需线性变换电压的一个范围；以及
在该CCFL电路工作时，根据通过该CCFL检测到的电流调节该驱动波形的占空度。
6、一种使冷阴极荧光灯(CCFL)电路的性能最优化的系统，该CCFL电路包括CCFL和用于驱动该CCFL的压电变换器(PZT)，其特征在于，该系统包括：
用于确定该CCFL电路中使用的驱动波形频率的装置，其中该频率是根据输入源电压的一个范围和与PZT有关联的所需的线性变换电压的一个范围；以及
用于根据通过该CCFL的检测电流调节该驱动波形的占空度的装置。
7、根据权利要求6所述的系统，其特征在于，其中用于确定该驱动波形频率的装置包括：
耦合在一节点和高电压源之间的第一电阻器，其中该高电压源是输入源电压范围中的一个电压；
耦合在该节点和低电压源之间的第二电阻器；
具有连接到参考电压的正输入端和负输入端的误差信号放大器，以及
耦合到该节点、误差信号放大器的负输入端和误差信号放大器输出端的电阻器晶体管。
8、一种线性电压变换器，其特征在于，该变换器包括：
耦合在一节点和高电压源之间的第一电阻器，其中该高电压源是在输入源电压范围中的一个电压；
耦合在该节点和低电压源之间的第二电阻器；
具有连接到参考电压的正输入和负输入端的误差信号放大器；以及
耦合到该节点、误差信号放大器的负输入端和误差信号放大器输出端的第三电阻器。
9、根据权利要求8所述的线性电压变换器，其特征在于，其中该误差信号放大器的输出端提供一信号给电压控制振荡器(VCO)以确定VCO的输出频率。
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