KR101431143B1 - 전력 변환기, 그 스위칭 제어 장치 및 구동 방법 - Google Patents

전력 변환기, 그 스위칭 제어 장치 및 구동 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101431143B1
KR101431143B1 KR1020080079287A KR20080079287A KR101431143B1 KR 101431143 B1 KR101431143 B1 KR 101431143B1 KR 1020080079287 A KR1020080079287 A KR 1020080079287A KR 20080079287 A KR20080079287 A KR 20080079287A KR 101431143 B1 KR101431143 B1 KR 101431143B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage
switch
period
control signal
burst
Prior art date
Application number
KR1020080079287A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20100020611A (ko
Inventor
문상철
최항석
박영배
Original Assignee
페어차일드코리아반도체 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 페어차일드코리아반도체 주식회사 filed Critical 페어차일드코리아반도체 주식회사
Priority to KR1020080079287A priority Critical patent/KR101431143B1/ko
Priority to US12/534,227 priority patent/US8139381B2/en
Publication of KR20100020611A publication Critical patent/KR20100020611A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101431143B1 publication Critical patent/KR101431143B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop

Abstract

전력 변환기의 전력 공급부는 입력 전압을 입력받는 트랜스포머의 1차 코일, 그리고 제어 전극, 제1 전극 및 1차 코일에 연결되어 있는 제2 전극을 가지는 제1 스위치를 포함한다. 출력부는 입력 전압이 트랜스포머에 의해 변환된 출력 전압을 출력한다. 스위칭 제어부는 출력 전압에 대응하는 피드백 전압 및 제1 스위치의 제2 전극과 제1 전극 사이에 흐르는 스위치 전류에 대응하는 감지 전압을 전달받으며, 피드백 전압에 따라 버스트 모드의 수행 여부를 결정하여 제1 스위치의 제어 전극에 제어 신호를 전달한다. 그리고, 스위칭 제어부는 버스트 모드의 제1 기간 동안 피드백 전압에 대응하는 제1 전압과 다른 비교 전압과 감지 전압을 비교하여 제어 신호를 생성하며, 버스트 모드에서 제1 기간 이후의 제2 기간 동안 제1 전압과 감지 전압을 비교하여 제어 신호를 생성한다.
Figure R1020080079287
버스트 모드, 버스트 제어 신호, 비교 전압, 감지 전압, 분압

Description

전력 변환기, 그 스위칭 제어 장치 및 구동 방법{POWER CONVERTER, SWITCHING CONTROL DEVICE THEREOF AND DRIVING METHOD THEREOF}
본 발명은 전력 변환기, 그 스위칭 제어 장치 및 구동 방법에 관한 것이다.
전력 변환기, 예를 들면 스위치 모드 전력 공급기(switch mode power supply, SMPS)는 입력 교류 전압을 입력 직류 전압으로 정류하고, 입력 직류 전압을 다른 레벨을 갖는 직류 출력 전압으로 변환하는 장치이다. 전력 변환기는 전자 장치들, 예를 들면 이동 전화, 컴퓨터, 텔레비전 등과 같은 전력 공급 장치들에 주로 사용된다.
이러한 전자 장치들은 상대적으로 많은 전력을 소모하는 정상 동작 모드와 상대적으로 적은 전력을 소모하는 대기 모드를 갖는다.
전력 변환기는 대기 모드 동안 전력 소모를 줄이기 위하여 피드백 전압에 따라 일정 시간 동안 전력 변환기의 스위칭 동작을 수행한 후에 다시 일정한 시간 동안 스위칭을 멈추는 버스트 모드 동작을 수행한다.
이처럼 전력 변환기는 버스트 모드의 동작 시 피드백 전압이 임계 범위의 전압 중 가장 높은 임계 고전압 이상이 되면 스위칭 동작을 시작하며, 피드백 전압이 임계 범위의 전압 중 가장 낮은 임계 저전압 이하가 되면 스위칭 동작을 멈춘다.
이러한 전력 변환기에서 버스트 모드의 초기에 피드백 전압이 임계 고전압에 도달하게 되는 경우, 전력 변환기 트랜스포머의 1차측 스위치에 흐르는 전류는 다른 버스트 모드 동작 구간의 전류와 비교해볼 때 가장 높다. 따라서, 버스트 모드의 초기에 전력 변환기 트랜스포머의 1차측 스위치에 순간적으로 높은 전류가 흐르게 될 수 있다. 그러면, 전력 변환기 트랜스포머의 1차측의 스위치에 순간적으로 흐르는 높은 전류에 의해 미세 진동이 발생함에 따라 소음(audible noise)이 발생할 수 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 버스트 모드의 초기 동작 시 발생하는 소음을 줄일 수 있는 전력 변환기, 그 스위칭 제어 장치 및 구동 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 한 특징에 따른 입력 전압을 입력받는 트랜스포머의 1차 코일, 그리고 제어 전극, 제1 전극 및 상기 1차 코일에 연결되어 있는 제2 전극을 가지는 제1 스위치를 포함하는 전력 공급부, 상기 트랜스포머의 2차 코일을 포함하며, 상기 입력 전압이 상기 트랜스포머에 의해 변환된 출력 전압을 출력하는 출력부, 그리고 상기 출력 전압에 대응하는 피드백 전압 및 상기 제1 스위치의 제2 전극과 제1 전극 사이에 흐르는 스위치 전류에 대응하는 감지 전압을 전달받으며, 상기 피드백 전압에 따라 버스트 모드의 수행 여부를 결정하여 상기 제1 스위치의 제어 전극에 제어 신호를 전달하는 스위칭 제어부를 포함하며, 상기 스위칭 제어부는 상기 버스트 모드의 제1 기간 동안 상기 피드백 전압에 대응하는 제1 전압과 다른 비교 전압과 상기 감지 전압을 비교하여 상기 제어 신호를 생성하며, 상기 버스트 모드에서 상기 제1 기간 이후의 제2 기간 동안 상기 제1 전압과 상기 감지 전압을 비교하여 상기 제어 신호를 생성한다.
본 발명의 다른 특징에 따른 입력 전압을 입력받는 1차 코일과 출력 전압을 전달하는 2차 코일을 가지는 트랜스포머, 그리고 제어 전극, 제1 전극 및 상기 1차 코일에 연결되어 있는 제2 전극을 가지는 제1 스위치를 포함하는 전력 변환기의 스위칭 제어 장치에 있어서, 상기 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 전달받으며, 상기 피드백 전압과 버스트 기준 전압을 비교하여 버스트 제어 신호를 출력하는 제1 비교기, 제1 레벨의 상기 버스트 제어 신호에 따라 점진적으로 증가하는 비교 전압을 생성하는 전압 제어부, 버스트 모드에서 상기 비교 전압이 상기 피드백 전압에 대응하는 제1 전압보다 낮은 제1 기간 동안 상기 비교 전압과 상기 스위치의 제2 전극과 제1 전극 사이에 흐르는 스위치 전류에 대응하는 감지 전압을 비교하며, 상기 버스트 모드에서 상기 제1 기간 이후의 제2 기간 동안 상기 제1 전압과 상기 감지 전압을 비교하여 게이트 제어 신호를 출력하는 제2 비교기, 그리고 상기 버스트 제어 신호 및 상기 게이트 제어 신호를 이용하여 상기 게이트 신호를 생성하며, 상기 버스트 제어 신호가 상기 제1 레벨인 경우 상기 제1 스위치의 턴온 및 턴오프를 적어도 한번 수행하고 상기 제1 레벨과 다른 제2 레벨인 경우 상기 제1 스위치를 턴오프하는 게이트 신호 생성부를 포함한다.
본 발명의 또 다른 특징에 입력 전압을 입력받는 1차 코일과 출력 전압을 전달하는 2차 코일을 가지는 트랜스포머, 그리고 제어 전극, 제1 전극 및 상기 1차 코일에 연결되어 있는 제2 전극을 가지는 제1 스위치를 포함하는 전력 변환기의 구동 방법에 있어서, 상기 전력 변환기를 버스트 모드에서 동작시키는 단계, 상기 버스트 모드의 제1 기간 동안 점진적으로 증가하는 비교 전압을 생성하는 단계, 상기 제1 기간 동안 상기 비교 전압과 상기 제1 스위치의 제2 전극과 제1 전극 사이에 흐르는 스위치 전류에 대응하는 감지 전압을 비교하여 상기 제1 스위치의 동작을 결정하는 단계, 그리고 상기 버스트 모드에서 상기 제1 기간 이후의 제2 기간 동안 상기 출력 전압에 대응하는 피드백 전압과 상기 감지 전압을 비교하여 상기 제1 스위치의 동작을 결정하는 단계를 포함한다.
본 발명의 실시예에 따르면, 버스트 모드의 초기 동작 시 스위치에 흐르는 전류를 제한하여 소음을 줄일 수 있다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였다. 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
도 1은 본 발명의 한 실시예에 따른 전력 변환기를 나타내는 도면이다.
도 1에 도시한 바와 같이, 본 발명의 한 실시예에 따른 전력 변환기는 전력 공급부(100), 출력부(200) 및 스위칭 제어부(300) 및 피드백 회로(400)를 포함한다.
전력 공급부(100)는 교류 입력(AC)을 정류하기 위한 전파 브리지 정류기(BD), 정류된 전압을 평활화하기 위한 커패시터(C1), 커패시터(C1)와 전파 브리지 정류기(BD)에 일단이 연결되어 있는 트랜스포머의 1차 코일(L1), 스위치(M1), 그리고 감지 저항(Rsense)을 포함한다.
스위치(M1)는 게이트 전극, 드레인 전극 및 소스 전극을 각각 제어 전극 및 다른 두 전극으로 갖는다. 스위치(M1)의 드레인 전극은 트랜스포머의 1차 코일(L1)의 타단에 연결되어 있으며, 스위치(M1)의 소스 전극은 감지 저항(Rsense)에 연결되어 있다. 도 1에서는 스위치(M1)를 N채널 전계 효과 트랜지스터인 것으로 가정하여 설명하지만, 이와는 달리 스위치(M1)로 다른 채널 또는 다른 유형의 트랜지스터가 사용될 수 있다.
감지 저항(Rsense)은 스위치(M1)의 소스 전극과 소정의 전원, 예를 들면 접지단 사이에 연결되어 있으며, 스위치(M1)가 턴온되었을 때, 스위치(M1)의 드레인 전극에서 소스 전극으로 흐르는 스위치 전류(Ids)를 감지한다. 스위치 전류(Ids)에 대응하여 감지 전압(Vsense)이 결정되어 스위칭 제어부(300)로 입력된다.
출력부(200)는 트랜스포머의 2차 코일(L2), 다이오드(D1) 및 커패시터(C2)를 포함한다.
트랜스포머의 2차 코일(L2)의 일단은 다이오드(D1)의 애노드 전극에 연결되어 있으며, 다이오드(D1)의 캐소드 전극은 출력단(+)에 연결되어 있다. 커패시 터(C2)는 출력단(+)에 일단이 연결되어 있으며, 출력단(-)에 타단이 연결되어 있다. 두 출력단(+, -) 사이의 전압이 전력 변환기의 출력 전압(Vout)으로 된다.
스위칭 제어부(300)는 피트백 단자(FB) 및 감지 전압 단자(SEN)를 통해 각각 피드백 전압(Vfb) 및 감지 전압(Vsense)을 입력 받는다. 스위칭 제어부(300)는 버스트 모드의 초기에 스위치(M1)에 높은 스위치 전류(Ids)가 인가되지 않도록 비교 전압(Vc)을 설정한다. 이때, 비교 전압(Vc)은 버스트 모드의 초기에 감지 전압(Vsense)과 비교되며, 연속적으로 증가되는 값을 가진다.
스위칭 제어부(300)의 게이트 신호 출력 단자(OUT)는 스위치(M1)의 게이트 전극에 연결되어 있다. 스위칭 제어부(300)는 소정의 주기를 가지는 클럭 신호(CLK)를 생성하며, 클럭 신호(CLK), 감지 전압(Vsense), 피드백 전압(Vfb) 및 비교 전압(Vc)에 따라 게이트 신호(Vg)를 생성하여 게이트 신호 출력 단자(OUT)로 출력한다. 앞서 설명한 것처럼 스위치(M1)가 N 채널 트랜지스터인 경우, 게이트 신호(Vg)는 스위치(M1)를 턴온하기 위한 고전압 또는 스위치(M1)를 턴오프하기 위한 저전압을 가진다. 이와는 달리 스위치(M1)가 P채널 트랜지스터인 경우에, 게이트 신호(Vg)는 스위치(M1)를 턴온하기 위한 저전압 또는 스위치(M1)를 턴오프하기 위한 고전압을 가진다.
피드백 회로(400)는 저항(Ro), 제너 다이오드(ZD) 및 포토 다이오드(photo diode, PD), 커패시터(Cfb) 및 포토 트랜지스터(photo transistor, PT)를 포함한다. 저항(Ro), 제너 다이오드(ZD) 및 포토 다이오드(PD)는 출력단(+)과 소정의 전원, 예를 들면 접지단 사이에 직렬로 연결되어 있다. 포토 트랜지스터(PT)는 스위 칭 제어부(300)의 피트백 단자(FB)와 소정의 전원, 예를 들면 접지단 사이에 연결되어 있으며, 포토 다이오드(PD)와 함께 포토 커플러(photo-coupler)["옵토커플러(opto-coupler)"라고도 함]를 형성한다.
출력 전압(Vout)에 따라 포토 다이오드(PD)를 통해 전류가 흘러서 포토 다이오드(PD)가 빛을 내면, 포토 다이오드(PD)로부터의 빛이 포토 트랜지스터(PT)의 베이스로 전달되고, 이에 대응하는 전류가 포토 트랜지스터(PT)의 컬렉터에서 이미터로 흐른다. 스위칭 제어부(300)의 전류원에 의해 피드백 단자(FB)로 공급되는 전류 중에서 포토 트랜지스터(PT)로 흐르는 전류를 제외한 전류가 커패시터(Cfb)로 공급되고, 이에 따라 커패시터(Cfb)에 피드백 전압(Vfb)이 충전된다. 따라서, 출력 전압(Vout)이 높아지면 커패시터(Cfb)에 충전되는 피드백 전압(Vfb)이 낮아지고, 출력 전압(Vout)이 낮아지면 커패시터(Cfb)에 충전되는 피드백 전압(Vfb)이 높아진다. 이때, 포토 커플러 이외의 다른 회로가 피드백 회로로 회로가 사용될 수도 있다.
이하, 도 2 내지 도 5를 참조하여 본 발명의 한 실시예에 따른 스위칭 제어부에 대하여 구체적으로 설명한다.
도 2는 본 발명의 한 실시예에 따른 전력 변환기의 스위칭 제어부를 나타내는 도면이고, 도 3은 도 2에 도시한 스위칭 제어부의 전압 제어부의 한 예를 나타내는 도면이고, 도 4는 게이트 신호 생성부의 한 예를 포함하는 스위칭 제어부를 나타내는 도면이다. 도 5는 버스트 모드 시작 시점에서 스위칭 제어부의 동작을 나타내는 도면이다.
도 2를 참고하면, 본 발명의 한 실시예에 따른 스위칭 제어부(300)는 비교기(310, 320), 전압 제어부(330), 저항(R1, R2), 다이오드(D1, D2), 전류원(I1) 및 게이트 신호 생성부(340)를 포함한다.
비교기(310)는 비반전 단자(+), 반전 단자(-) 및 출력 단자를 가지며, 반전 단자(-)는 피트백 단자(FB)와 두 다이오드(D1, D2)의 애노드가 공통적으로 연결되어 있는 노드(N1) 사이의 접점에 연결되어 버스트 전압을 입력받는다. 이때, 전류원(I1)은 노드(N1)로 전류를 공급하며, 피드백 전압(Vfb)을 생성하기 위한 전류원에 해당한다. 그리고, 버스트 전압은 노드(N1)의 전압으로 다이오드(D1)이 도통된 경우 피드백 전압(Vfb)에 근사한 전압(아래에서는 피드백 전압과 동일한 전압으로 가정함)과 동일하다. 다이오드(D1)의 캐소드는 피드백 단자(FB)에 연결되어 있고, 다이오드(D2)의 캐소드와 접지단 사이에 두 저항(R1, R2)이 직렬로 연결되어 있다. 비교기(310)는 입력되는 피드백 전압(Vfb)과 비반전 단자(+)에 입력되는 버스트 기준 전압(Vref)을 비교하여 버스트 제어 신호(Vbc)를 생성하고, 이를 출력 단자를 통해 게이트 신호 생성부(340)로 전달한다. 비교기(310)는 히스테리시스(hysteresis) 특성을 갖는 비교기로서, 버스트 기준 전압(Vref)에 의해 결정되는 두 임계 전압, 즉 임계 저전압(VrefL)과 임계 고전압(VrefH)을 피드백 전압(Vfb)과 비교한다. 즉, 피드백 전압(Vfb)이 증가하는 경우에는 피드백 전압(Vfb)이 임계 고전압(VrefH) 이상이 될 때 비교기(310)는 하이 레벨의 버스트 제어 신호(Vbc)를 출력하고, 피드백 전 압(Vfb)이 감소하는 경우에는 피드백 전압(Vfb)이 임계 저전압(VrefL) 이하가 될 때 비교기(310)는 로우 레벨의 버스트 제어 신호(Vbc)를 출력한다.
비교기(320)는 제1 반전 단자(-), 제2 반전 단자(-), 비반전 단자(+) 및 출력 단자를 가진다. 비교기(320)의 제1 반전 단자(-)는 두 저항(R1, R2)의 접점에 연결되어 피드백 전압(Vfb)의 두 저항(R1, R2)에 의한 분압(Vd), 즉 피드백 전압에 대응하는 전압을 입력받으며, 제2 반전 단자(-)는 전압 제어부(310)의 전압 출력 단자(VOUT)에 연결되어 비교 전압(Vc)을 입력받는다. 그리고, 비반전 단자(+)는 감지 전압 단자(SEN)에 연결되어 감지 전압(Vsense)을 입력받는다. 이러한 비교기(320)는 비교 전압(Vc)과 피드백 전압(Vfb)의 분압(Vd) 중 낮은 전압보다 감지 전압(Vsense)이 높으면 하이 레벨의 게이트 제어 신호(Vgc)를 출력 단자를 통해 출력하고, 그렇지 않으면 로우 레벨의 게이트 제어 신호(Vgc)를 출력 단자를 통해 출력한다.
전압 제어부(330)는 버스트 신호 입력 단자(BIN) 및 전압 출력 단자(VOUT)를 가진다. 버스트 신호 입력 단자(BIN)는 비교기(310)의 출력 단자와 연결되어 버스트 제어 신호(Vbc)를 입력 받는다. 그리고 전압 제어부(330)는 버스트 제어 신호(Vbc)가 로우 레벨인 기간, 즉 버스트 모드 동안 비교 전압(Vc)을 연속적으로 증가시키고, 버스트 제어 신호(Vbc)가 하이 레벨인 기간 동안 비교 전압(Vc)을 초기값, 예를 들면 0V로 설정한다.
게이트 신호 생성부(340)는 버스트 신호 입력 단자(BIN), 게이트 제어 신호 입력 단자(GIN) 및 게이트 제어 신호 출력단자(GOUT)를 가진다. 버스트 신호 입력 단자(BIN)는 비교기(310)의 출력 단자와 연결되어 버스트 제어 신호(Vbc)를 입력 받는다. 게이트 제어 신호 입력 단자(GIN)는 비교기(320)의 출력 단자와 연결되어 게이트 제어 신호(Vgc)를 입력 받는다. 게이트 신호 생성부(340)는 버스트 제어 신호(Vbc) 및 게이트 제어 신호(Vgc)를이용하여 스위치(M1)를 턴온 또는 턴오프 하기 위한 게이트 신호(Vg)를 생성한다. 대기 모드에서, 비교기(310)로부터의 버스트 제어 신호(Vbc)가 로우 레벨이면, 게이트 신호 생성부(340)는 버스트 모드의 동작을 위해 스위치(M1)의 턴온과 턴오프를 반복하기 위한 게이트 신호(Vg)를 생성한다. 그리고, 비교기(310)로부터의 버스트 제어 신호(Vbc)가 하이 레벨이면, 게이트 신호 생성부(340)는 스위치(M1)를 턴오프하기 위한 게이트 신호(Vg)를 생성한다. 한편, 정상 모드에서 게이트 신호 생성부(340)는 게이트 제어 신호(Vgc)에 따라 게이트 신호(Vg)를 생성하여, 정상 모드에서의 출력 전압(Vout)을 유지한다.
도 3을 참고하면, 전압 제어부(330)는 인버터(331), 스위치(Q1, Q2), 전류원(I2) 및 커패시터(CST1)를 포함한다. 도 3에서는 스위치(Q1, Q2)를 각각 게이트 전극, 드레인 전극 및 소스 전극을 각각 제어 전극과 다른 두 전극으로 가지는 N채널 전계 효과 트랜지스터로 도시하였다.
인버터(331)는 입력 단자 및 출력 단자를 가지며, 입력 단자는 버스트 신호 입력 단자(BIN)에 연결되어 있다. 스위치(Q1)는 게이트 전극이 인버터(331)의 출력 단자에 연결되어 있고, 드레인 전극이 전류원(I2)에 연결되어 있으며, 소스 전극이 커패시터(CST1)의 한 단자 및 전압 출력 단자(VOUT)에 연결되어 있다. 스위치(Q2)는 게이트 전극이 버스트 신호 입력 단자(BIN)에 연결되어 있으며, 드레인 전극이 커패시터(CST1)의 한 단자에 연결되어 있다. 스위치(Q2)의 소스 전극과 커패시터(CST1)의 다른 단자는 소정의 전원, 예를 들면 접지단에 연결되어 있다.
버스트 모드에서 버스트 제어 신호(Vbc)가 로우 레벨을 가지면 스위치(Q1)의 게이트 전극은 고전압을 입력받아, 스위치(Q1)는 턴온된다. 이때, 스위치(Q2)의 제어 전극은 버스트 신호 입력 단자(BIN)로부터 전달되는 로우 레벨의 버스트 제어 신호(Vbc)를 입력받아, 스위치(Q2)는 턴오프된다. 그러면, 스위치(Q1)를 통하여 전류원(I2)로부터 커패시터(CST1)로 전류가 공급되어 커패시터(CST1)에 전압이 충전된다. 즉, 버스트 모드에서 커패시터(CST1)의 전압, 즉 비교 전압(Vc)은 연속적으로 증가한다. 한편, 버스트 모드가 종료되어 버스트 제어 신호(Vbc)가 하이 레벨을 가지는 고전압으로 버스트 신호 입력 단자(BIN)로 전달되면, 스위치(Q1)는 턴오프되고 스위치(Q2)는 턴온된다. 그러면, 커패시터(CST1)에 저장된 비교 전압(Vc)은 스위치(Q2)를 통하여 방전된다.
다음, 도 4를 참조하면, 게이트 신호 생성부(340)는 오실레이터(oscillator)(341), SR 래치(342), NOR 게이트(343) 및 게이트 드라이버(344)를 포함한다.
오실레이터(341)는 소정의 주기를 가지는 클록 신호(CLK)를 생성하여 SR 래 치(342)의 세트 단자(S) 및 NOR 게이트(343)로 전달한다.
SR 래치(342)는 클록 신호(CLK)를 입력받는 세트 단자(S), 게이트 제어 신호(Vgc)를 입력받는 리셋 단자(R), 출력 단자(Q) 및 반전 출력 단자(/Q)를 가진다. SR 래치(342)는 게이트 제어 신호(Vgc) 및 클록 신호(CLK)에 따른 SR 래치(342)의 출력(U1)을 반전 출력 단자(/Q)를 통하여 NOR 게이트(343)로 전달한다. SR 래치(342)는 하이 레벨의 신호가 세트 단자(S)에 입력되면 반전 출력 단자(/Q)로 로우 레벨의 신호(U1)를 출력하고, 하이 레벨의 신호가 리셋 단자(R)에 입력되면, 반전 출력 단자(/Q)로 하이 레벨의 신호(U1)를 출력한다.
NOR 게이트(343)는 버스트 제어 신호(Vbc), 클록 신호(CLK) 및 SR 래치(342)의 출력(U1)을 NOR 연산한 신호(U2)를 게이트 드라이버(344)로 전달한다. 게이트 드라이버(344)는 NOR 게이트(343)의 출력(U2)이 하이 레벨인 경우에 고전압을 가지는 게이트 신호(Vg)를 생성하여 스위치(M1)의 게이트 전극으로 출력하고, NOR 게이트(343)의 출력(U2)이 로우 레벨인 경우에 저전압을 가지는 게이트 신호(Vg)를 생성하여 스위치(M1)의 게이트 전극으로 출력한다.
그러면 이러한 전력 변환기의 동작에 대하여 도 4 및 도 5를 참고하여 설명한다.
대기 모드 상태에서 출력 전압(Vout)이 충분히 높은 상태, 즉 피드백 전압(Vfb)이 낮은 상태이면 비교기(310)는 하이 레벨의 버스트 제어 신호(Vbc)를 출력한다. 그러면, 게이트 신호 생성부(340)의 NOR 게이트(343)의 출력(U2)이 로우 레벨로 되므로, 게이트 드라이버(344)는 로우 레벨의 게이트 신호(Vg)를 출력하여 스위치(M1)를 턴오프 상태로 유지한다. 이와 같이 스위치(M1)가 턴오프 상태로 유지되면, 출력 전압(Vout)이 감소하여 피드백 전압(Vfb)이 증가한다. 도 5에 도시한 바와 같이, 피드백 전압(Vfb)이 증가하여 임계 고전압(VrefH), 대략 0.5V가 되면, 비교기(310)는 로우 레벨의 버스트 제어 신호(Vbc)를 출력하여 버스트 동작이 수행된다.
버스트 제어 신호(Vbc)가 로우 레벨이 되어 버스트 모드가 시작되면, 전압 제어부(330)의 스위치(Q1)는 턴온되고 스위치(Q2)는 턴오프되어 전류원(I2)로부터 공급되는 전류는 커패시터(CST1)에 저장된다. 그러면, 커패시터(CST1)에 저장되는 비교 전압(Vc)은 연속적으로 증가하며, 전압 출력 단자(VOUT)를 통하여 비교기(320)의 제2 반전 단자(-)로 입력된다.
버스트 모드의 초기에는 비교 전압(Vc)이 피드백 전압(Vfb)의 분압(Vd)보다 낮은 상태이므로, 비교기(320)는 비교 전압(Vc)과 감지 전압(Vsense)을 비교한다. 또한, 버스트 모드가 시작되기 전에 스위치(M1)가 턴오프 상태였으므로, 스위치 전류(Ids)가 없어서 감지 전압(Vsense)이 비교 전압(Vc)보다 낮은 상태이다. 따라서, SR 래치(342)는 리셋 단자(R)로 로우 레벨의 게이트 제어 신호(Vgc)를 입력 받는다. 이때, 오실레이터(341)가 클록 신호(CLK)를 하이 레벨로 설정하면, SR 래치(342)의 반전 출력 단자(/Q)가 로우 레벨의 신호(U1)를 출력한다. 이어, 클록 신호(CLK)가 로우 레벨로 되면 SR 래치(342)는 로우 레벨의 출력(U1)을 유지한다. 이때, 버스트 제어 신호(Vbc)가 로우 레벨이므로, NOR 게이트(343)는 하이 레벨의 신 호(U2)를 출력한다. 이에 따라 게이트 드라이버(345)는 고전압의 게이트 신호(Vg)를 출력하여 스위치(M1)를 턴온한다.
다음, 스위치(M1)가 턴온되면, 스위치(M1)에 흐르는 스위치 전류(Ids)가 증가하여 감지 전압(Vsense)은 증가한다. 감지 전압(Vsense)이 비교 전압(Vc)보다 높아지면, 비교기(320)는 하이 레벨의 게이트 제어 신호(Vgc)를 출력한다. 리셋 단자(R)에 입력되는 하이 레벨의 게이트 제어 신호(Vgc)에 따라 SR 래치(342)는 반전 출력 단자(/Q)로 하이 레벨의 신호(U1)를 출력한다. 그러면, NOR 게이트(343)는 로우 레벨의 신호(U2)를 출력하고, 게이트 드라이버(325)는 로우 레벨의 신호(U2)에 따라 저전압의 게이트 신호(Vg)를 출력하여 스위치(M1)를 턴오프시킨다.
이와 같이, 비교 전압(Vc)과 감지 전압(Vsense)의 비교를 통하여 스위치(M1)의 턴온/턴오프 동작을 반복하면서 비교 전압(Vc)이 피드백 전압(Vfb)의 분압(Vd)보다 높아지면, 비교기(320)는 피드백 전압(Vfb)의 분압(Vd)과 감지 전압(Vsense)의 비교를 통하여 스위치(M1)의 턴온/턴오프 동작을 반복한다.
따라서, 버스트 모드의 초기에는 피드백 전압(Vfb)의 분압(Vd)보다 낮은 비교 전압(Vc)과 감지 전압(Vsense)이 비교되므로, 스위치 전류(Ids)를 낮게 유지할 수 있고, 이에 따라 높은 스위치 전류(Ids)에 의해 발생할 수 있는 소음(audible noise)을 줄일 수 있다.
다음, 도 6 및 도 7을 참조하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 스위칭 제어부에 대하여 구체적으로 설명한다.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력 변환기의 스위칭 제어부를 나타 내는 도면이고, 도 7은 도 6에 도시한 스위칭 제어부의 전압 제어부의 한 예를 나타내는 도면이다.
도 6을 참고하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 스위칭 제어부(300)는 비교기(310, 320), 전압 제어부(330'), 저항(R1, R2), 다이오드(D1, D2), 전류원(I1) 및 게이트 신호 생성부(340)를 포함한다. 이때, 본 발명의 다른 실시예에 따른 스위칭 제어부는 전압 제어부(330')를 제외하면 도 2에 도시한 스위칭 제어부와 유사한 구조로 형성될 수 있다.
전압 제어부(330')는 피드백 전압 입력 단자(FBIN), 버스트 신호 입력 단자(BIN) 및 전압 출력 단자(VOUT)를 가진다. 버스트 신호 입력 단자(BIN)는 비교기(310)의 출력 단자와 연결되어 버스트 제어 신호(Vbc)를 입력 받는다. 피드백 전압 입력 단자(FBIN)는 두 저항(R1, R2)의 접점에 연결되어 피드백 전압(Vfb)에 대응하는 전압(Vd), 즉 저항(R1, R2)에 의한 분압(Vd)을 입력받으며, 전압 출력 단자(VOUT)는 비교기(320)의 제2 반전 단자(-)에 연결되어 있다. 전압 제어부(330')는 버스트 모드에서 비교 전압(Vc)을 전압 출력 단자(VOUT)를 통해 출력한다. 이때, 전압 제어부(330')는 버스트 모드에서 시간 경과에 따라 비교 전압(Vc)을 이산적으로(discretely) 증가시킨다. 따라서, 이산적으로 증가되는 비교 전압(Vc)이 분압(Vd)보다 낮은 버스트 모드의 초기에 비교기(320)는 감지 전압(Vsense)과 비교 전압(Vc)을 비교하여 출력(U1)을 결정함으로써, 스위치 전류(Ids)를 낮게 유지할 수 있다. 이후, 비교 전압(Vc)이 피드백 전압(Vfb)의 분압(Vd)과 동일해지면 비교기는 감지 전압(Vsense)과 피드백 전압(Vfb)의 분압(Vc)을 비교하여 출력(U1)을 결 정한다.
도 7을 참조하면, 전압 제어부(330')는 타이머(332), 스위치(Q3, Q4), 저항(R4, R5, R6) 및 커패시터(CST2)를 포함한다. 도 7에서는 스위치(Q3, Q4)를 각각 게이트 전극, 드레인 전극 및 소스 전극을 각각 제어 전극과 다른 두 전극으로 가지는 N채널 전계 효과 트랜지스터로 도시하였다. 또한, 도 7에서는 설명의 편의상 비교 전압(Vc)의 3개의 값을 가지는 것으로 가정하였지만, 3개 이외의 값을 가질 수도 있다.
타이머(332)는 버스트 신호 입력 단자(BIN)에 연결되어 버스트 제어 신호(Vbc)를 전달받으며, 버스트 제어 신호(Vbc)에 따라 전압 제어 신호(VCS1, V CS2)를 생성한다. 스위치(Q3, Q4)의 게이트 전극은 타이머(332)에 연결되어 있으며, 각각 전압 제어 신호(VCS1, V CS2)를 전달받는다. 스위치(Q3)의 드레인 전극은 저항(R4)의 한 단자에 연결되어 있으며, 스위치(Q4)의 드레인 전극은 저항(R5)의 한 단자에 연결되어 있다. 스위치(Q3, Q4)의 소스 전극은 소정의 전원, 예를 들면 접지단에 연결되어 있다. 저항(R6)은 피드백 전압 입력 단자(FBIN)와 전압 출력 단자(VOUT) 사이에 연결되어 있으며, 전압 출력 단자(VOUT)에는 두 저항(R4, R5)의 다른 단자가 연결되어 있다. 또한, 커패시터(CST2)는 전압 출력 단자(VOUT)와 접지단 사이에 연결되어 있다.
버스트 모드가 시작되어 로우 레벨의 버스트 제어 신호(Vbc)가 버스트 신호 입력 단자(BIN)에 전달되면, 타이머(332)는 먼저 하이 레벨의 전압 제어 신호(VCS1, V CS2)를 출력하고, 이에 따라 두 스위치(Q3, Q4)는 턴온된다. 그러면, 수학식1처럼 피드백 전압(Vfb)의 분압(Vd)이 병렬로 연결된 두 저항(R4, R5)과 저항(R6)에 의해 분압된 값(Vc1)이 커패시터(CST2 -)에 저장되며, 이 전압(Vc1)이 비교 전압(Vc)이 되어 전압 출력 단자(VOUT)를 통해 출력된다.
Figure 112008057863450-pat00001
(단, R2<<R6인 경우)
소정 기간 후 타이머(332)는 전압 제어 신호(VCS1)를 로우 레벨로 설정하고, 전압 제어 신호(VCS2)를 하이 레벨로 설정한다. 이에 따라, 스위치(Q3)는 턴오프되며, 스위치(Q4)는 턴온된다. 그러면, 피드백 전압(Vfb)의 분압(Vd)이 두 저항(R5, R6)에 의해 분압된 값(Vc2)이 커패시터(CST2)에 저장되며, 이 전압(Vc2)이 비교 전압(Vc)이 되어 전압 출력 단자(VOUT)를 통해 출력된다. 이때, 병렬 연결된 두 저항(R4, R5)의 크기가 저항(R5)의 크기보다 작으므로 Vc2 전압은 Vc1 전압보다 높은 전압이 된다.
Figure 112008057863450-pat00002
(단, R2<< R6인 경우)
이어서, 소정 기간 후 타이머(332)는 전압 제어 신호(VCS1)를 로우 레벨로 유지하고, 전압 제어 신호(VCS2)를 로우 레벨로 설정한다. 이에 따라, 스위치(Q1)는 턴오프로 유지되며, 스위치(Q2)는 턴오프된다. 그러면, 피드백 전압(Vfb)의 분압(Vd)과 실질적으로 동일한 전압(Vc3)이 커패시터(CST2)에 저장되고 이 전압(Vc3)이 되어 전압 출력 단자(VOUT)를 통해 출력된다. 그리고, Vc3 전압은 저항(R4-R6)에 의해 분압되지 않았으므로 Vc1 전압 및 Vc2전압보다 높은 전압이다.
이처럼 버스트 모드에서 버스트 제어 신호(Vbc)가 로우 레벨로 입력되면, 타이머(332)는 스위치(Q3, Q4)의 턴온 및 턴오프를 제어하여 비교 전압(Vc)을 Vc1 전압, Vc2 전압, Vc3 전압 순으로 증가시킨다. 이와 같이 버스트 모드의 초기에는 피드백 전압(Vfb)의 분압(Vd)보다 낮은 비교 전압(Vc), 즉 Vc1 전압 또는 Vc2 전압과 감지 전압(Vsense)이 비교되므로, 스위치 전류(Ids)를 낮게 유지할 수 있고, 이에 따라 높은 스위치 전류(Ids)에 의해 발생할 수 있는 소음(audible noise)을 줄일 수 있다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
도 1은 본 발명의 한 실시예에 따른 전력 변환기를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명의 한 실시예에 따른 전력 변환기의 스위칭 제어부를 나타내는 도면이다.
도 3은 도 2에 도시한 스위칭 제어부의 전압 제어부의 한 예를 나타내는 도면이다.
도 4는 게이트 신호 생성부의 한 예를 포함하는 스위칭 제어부를 나타내는 도면이다.
도 5는 버스트 모드 시작 시점에서 스위칭 제어부의 동작을 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력 변환기의 스위칭 제어부를 나타내는 도면이다.
도 7은 도 6에 도시한 스위칭 제어부의 전압 제어부의 한 예를 나타내는 도면이다.

Claims (21)

  1. 입력 전압을 입력받는 트랜스포머의 1차 코일, 그리고 제어 전극, 제1 전극 및 상기 1차 코일에 연결되어 있는 제2 전극을 가지는 제1 스위치를 포함하는 전력 공급부,
    상기 트랜스포머의 2차 코일을 포함하며, 상기 입력 전압이 상기 트랜스포머에 의해 변환된 출력 전압을 출력하는 출력부, 그리고
    상기 출력 전압에 대응하는 피드백 전압 및 상기 제1 스위치의 제2 전극과 제1 전극 사이에 흐르는 스위치 전류에 대응하는 감지 전압을 전달받으며, 상기 피드백 전압에 따라 버스트 모드의 수행 여부를 결정하여 상기 제1 스위치의 제어 전극에 제어 신호를 전달하는 스위칭 제어부를 포함하며,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 버스트 모드의 제1 기간 동안 상기 피드백 전압에 대응하는 제1 전압과 다른 비교 전압과 상기 감지 전압을 비교하여 상기 제어 신호를 생성하며,
    상기 버스트 모드에서 상기 제1 기간 이후의 제2 기간 동안 상기 제1 전압과 상기 감지 전압을 비교하여 상기 제어 신호를 생성하는 전력 변환기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 비교 전압은 상기 제1 전압보다 낮은 전력 변환기.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는 상기 제1 기간에서 상기 비교 전압을 연속적으로 증가시키는 전력 변환기.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는 상기 제1 기간에서 상기 비교 전압을 이산적으로 증가시키는 전력 변환기.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는 상기 피드백 전압에 따라 버스트 제어 신호를 생성하며,
    상기 버스트 제어 신호가 제1 레벨인 경우 상기 제1 스위치의 턴온 및 턴오프가 적어도 한번 수행되고, 상기 제1 레벨과 다른 제2 레벨인 경우 상기 제1 스위치가 턴오프되며,
    상기 스위칭 제어부는 상기 제1 레벨의 상기 버스트 제어 신호에 따라 상기 비교 전압을 생성하는 전압 생성부를 포함하는 전력 변환기.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 전압 생성부는,
    전류원, 그리고
    상기 제1 기간에서 상기 전류원으로부터 공급되는 전류를 충전하여 충전한 전압을 상기 비교 전압으로 출력하고, 상기 제2 기간에서 충전한 전압을 방전하는 커패시터를 포함하는 전력 변환기.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 전압 생성부는,
    상기 제1 레벨의 상기 버스트 제어 신호에 응답하여 턴온되며, 상기 전류원과 상기 커패시터 사이에 연결되어 있는 제2 스위치, 그리고
    상기 제2 레벨의 상기 버스트 제어 신호에 응답하여 턴온되며, 상기 커패시터와 소정 전원 사이에 연결되어 있는 제3 스위치
    를 더 포함하는 전력 변환기.
  8. 제5항에 있어서,
    상기 전압 생성부는,
    상기 제1 기간에서 상기 제1 전압을 적어도 하나의 제2 전압으로 분압하고, 상기 적어도 하나의 제2 전압을 낮은 순으로 상기 비교 전압으로 출력하는 전력 변환기.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 전압 생성부는,
    상기 제1 전압이 걸리는 노드,
    상기 비교 전압을 출력하는 전압 출력단과 상기 노드 사이에 연결되어 있는 제1 저항,
    상기 전압 출력단과 소정의 전원 사이에 직렬로 연결되어 있는 제2 저항 및 제2 스위치를 포함하며,
    상기 제2 스위치는 상기 제1 기간에서 턴온되며 상기 제2 기간에서 턴오프되는 전력 변환기.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 전압 생성부는,
    상기 전압 출력단과 소정의 전원 사이에 직렬로 연결되어 있는 제3 저항 및 제3 스위치를 더 포함하며,
    상기 제3 스위치는 상기 제1 기간의 일부인 제3 기간에서 턴온되며 상기 제2 기간과 상기 제1 기간의 나머지 일부인 제4 기간에서 턴온프되는 전력 변환기.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 전압 생성부는 상기 제1 레벨의 상기 버스트 제어 신호에 응답하여 상기 제2 및 제3 스위치를 각각 제어하는 타이머를 더 포함하며,
    상기 타이머는 상기 제3 기간에서 상기 제2 및 제3 스위치를 턴온시키고, 상기 제3 기간 경과 후 상기 제4 기간에서 상기 제3 스위치를 턴오프시키고, 상기 제 4 기간 경과 후 상기 제2 기간에서 상기 제2 및 제3 스위치를 턴오프시키는 전력 변환기.
  12. 제5항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 피드백 전압과 버스트 기준 전압을 비교하여 상기 버스트 제어 신호의 레벨을 결정하는 비교기를 더 포함하는 전력 변환기.
  13. 제2항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는 상기 비교 전압과 상기 제1 전압 중 낮은 전압과 상기 감지 전압을 비교하는 비교기를 더 포함하며, 상기 비교기의 비교 결과와 상기 버스트 제어 신호에 따라 상기 제어 신호를 결정하는 전력 변환기.
  14. 입력 전압을 입력받는 1차 코일과 출력 전압을 전달하는 2차 코일을 가지는 트랜스포머, 그리고 제어 전극, 제1 전극 및 상기 1차 코일에 연결되어 있는 제2 전극을 가지는 제1 스위치를 포함하는 전력 변환기의 스위칭 제어 장치에 있어서,
    상기 출력 전압에 대응하는 피드백 전압을 전달받으며, 상기 피드백 전압과 버스트 기준 전압을 비교하여 버스트 제어 신호를 출력하는 제1 비교기,
    제1 레벨의 상기 버스트 제어 신호에 따라 점진적으로 증가하는 비교 전압을 생성하는 전압 제어부,
    버스트 모드에서 상기 비교 전압이 상기 피드백 전압에 대응하는 제1 전압보다 낮은 제1 기간 동안 상기 비교 전압과 상기 스위치의 제2 전극과 제1 전극 사이에 흐르는 스위치 전류에 대응하는 감지 전압을 비교하며, 상기 버스트 모드에서 상기 제1 기간 이후의 제2 기간 동안 상기 제1 전압과 상기 감지 전압을 비교하여 게이트 제어 신호를 출력하는 제2 비교기, 그리고
    상기 버스트 제어 신호 및 상기 게이트 제어 신호를 이용하여 상기 게이트 신호를 생성하며, 상기 버스트 제어 신호가 상기 제1 레벨인 경우 상기 제1 스위치의 턴온 및 턴오프를 적어도 한번 수행하고 상기 제1 레벨과 다른 제2 레벨인 경우 상기 제1 스위치를 턴오프하는 게이트 신호 생성부
    를 포함하는 스위칭 제어 장치.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 전압 생성부는,
    전류원, 그리고
    상기 제1 기간에서 상기 전류원으로부터 공급되는 전류를 충전하여 충전한 전압을 상기 비교 전압으로 출력하고, 상기 제2 기간에서 충전한 전압을 방전하는 커패시터를 포함하는 스위칭 제어 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 전압 생성부는,
    상기 제1 레벨의 상기 버스트 제어 신호에 응답하여 턴온되며, 상기 전류원과 상기 커패시터 사이에 연결되어 있는 제2 스위치, 그리고
    상기 제2 레벨의 상기 버스트 제어 신호에 응답하여 턴온되며, 상기 커패시터와 소정 전원 사이에 연결되어 있는 제3 스위치
    를 더 포함하는 스위칭 제어 장치.
  17. 제14항에 있어서,
    상기 전압 생성부는,
    상기 제1 기간에서 상기 제1 전압을 적어도 하나의 제2 전압으로 분압하고, 상기 적어도 하나의 제2 전압을 낮은 순으로 상기 비교 전압으로 출력하는 스위칭 제어 장치.
  18. 제14항에 있어서,
    상기 전압 생성부는,
    상기 제1 전압이 걸리는 노드,
    상기 비교 전압을 출력하는 전압 출력단과 상기 노드 사이에 연결되어 있는 제1 저항,
    상기 전압 출력단과 소정의 전원 사이에 직렬로 연결되어 있는 제2 저항 및 제2 스위치를 포함하며,
    상기 제2 스위치는 상기 제1 기간에서 턴온되며 상기 제2 기간에서 턴오프되 는 스위칭 제어 장치.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 전압 생성부는,
    상기 전압 출력단과 소정의 전원 사이에 직렬로 연결되어 있는 제3 저항 및 제3 스위치를 더 포함하며,
    상기 제3 스위치는 상기 제1 기간의 일부인 제3 기간에서 턴온되며 상기 제2 기간과 상기 제1 기간의 나머지 일부인 제4 기간에서 턴온프되는 스위칭 제어 장치.
  20. 입력 전압을 입력받는 1차 코일과 출력 전압을 전달하는 2차 코일을 가지는 트랜스포머, 그리고 제어 전극, 제1 전극 및 상기 1차 코일에 연결되어 있는 제2 전극을 가지는 제1 스위치를 포함하는 전력 변환기의 구동 방법에 있어서,
    상기 전력 변환기를 버스트 모드에서 동작시키는 단계,
    상기 버스트 모드의 제1 기간 동안 점진적으로 증가하는 비교 전압을 생성하는 단계,
    상기 제1 기간 동안 상기 비교 전압과 상기 제1 스위치의 제2 전극과 제1 전극 사이에 흐르는 스위치 전류에 대응하는 감지 전압을 비교하여 상기 제1 스위치의 동작을 결정하는 단계, 그리고
    상기 버스트 모드에서 상기 제1 기간 이후의 제2 기간 동안 상기 출력 전압 에 대응하는 피드백 전압과 상기 감지 전압을 비교하여 상기 제1 스위치의 동작을 결정하는 단계
    를 포함하는 구동 방법.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 비교 전압은 상기 피드백 전압에 대응하는 전압보다 낮은 구동 방법.
KR1020080079287A 2008-08-13 2008-08-13 전력 변환기, 그 스위칭 제어 장치 및 구동 방법 KR101431143B1 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020080079287A KR101431143B1 (ko) 2008-08-13 2008-08-13 전력 변환기, 그 스위칭 제어 장치 및 구동 방법
US12/534,227 US8139381B2 (en) 2008-08-13 2009-08-03 Power converter, and switching controller and driving method thereof

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020080079287A KR101431143B1 (ko) 2008-08-13 2008-08-13 전력 변환기, 그 스위칭 제어 장치 및 구동 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20100020611A KR20100020611A (ko) 2010-02-23
KR101431143B1 true KR101431143B1 (ko) 2014-08-21

Family

ID=41681166

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020080079287A KR101431143B1 (ko) 2008-08-13 2008-08-13 전력 변환기, 그 스위칭 제어 장치 및 구동 방법

Country Status (2)

Country Link
US (1) US8139381B2 (ko)
KR (1) KR101431143B1 (ko)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9143043B2 (en) * 2012-03-01 2015-09-22 Infineon Technologies Ag Multi-mode operation and control of a resonant converter
KR101822070B1 (ko) * 2012-08-13 2018-01-25 페어차일드코리아반도체 주식회사 피에조 구동 회로 및 피에조 구동 방법
CN104467389B (zh) * 2014-12-30 2017-10-17 成都芯源系统有限公司 开关变换器及其控制器和控制方法
US10154553B2 (en) 2015-06-01 2018-12-11 Philips Lighting Holding B.V. LED driver and driving method
DE102016103474B4 (de) * 2016-02-26 2021-07-22 Fujitsu Client Computing Limited Schaltnetzteil und elektronisches Gerät mit einem Schaltnetzteil
TWI707533B (zh) * 2019-09-12 2020-10-11 朋程科技股份有限公司 交流發電機以及整流裝置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4937728A (en) 1989-03-07 1990-06-26 Rca Licensing Corporation Switch-mode power supply with burst mode standby operation
US5852550A (en) 1997-08-04 1998-12-22 Philips Electronics North America Corporation Switched-mode power supply circuit having a very low power stand-by mode
US6927989B2 (en) 2002-12-25 2005-08-09 Rohm Co., Ltd. DC-AC converter and controller IC for the same
US7079404B2 (en) 2002-10-21 2006-07-18 Fairchild Korea Semiconductor Ltd. Switching mode power supply for low power operation

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS60122990U (ja) 1984-01-26 1985-08-19 ヤマハ株式会社 携帯用鍵盤楽器
FR2577359B1 (fr) 1985-02-08 1987-03-06 Thomson Csf Circuit de commande d'alimentation a decoupage a demarrage progressif
NL8502338A (nl) 1985-08-26 1987-03-16 Philips Nv Geschakelde voedingsspanningsschakeling met twee toestanden.
KR890001259B1 (ko) 1986-06-20 1989-04-28 주식회사 금성사 스위칭모드 전원공급회로의 안정화회로
WO1996031940A1 (en) * 1995-04-05 1996-10-10 Philips Electronics N.V. Switched-mode power supply
KR100856900B1 (ko) * 2001-12-21 2008-09-05 페어차일드코리아반도체 주식회사 버스트 모드 스위칭 모드 파워 서플라이
KR101274214B1 (ko) * 2006-11-30 2013-06-14 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위치 모드 파워 서플라이 및 그 구동 방법

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4937728A (en) 1989-03-07 1990-06-26 Rca Licensing Corporation Switch-mode power supply with burst mode standby operation
US5852550A (en) 1997-08-04 1998-12-22 Philips Electronics North America Corporation Switched-mode power supply circuit having a very low power stand-by mode
US7079404B2 (en) 2002-10-21 2006-07-18 Fairchild Korea Semiconductor Ltd. Switching mode power supply for low power operation
US6927989B2 (en) 2002-12-25 2005-08-09 Rohm Co., Ltd. DC-AC converter and controller IC for the same

Also Published As

Publication number Publication date
US20100039834A1 (en) 2010-02-18
US8139381B2 (en) 2012-03-20
KR20100020611A (ko) 2010-02-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101309293B1 (ko) 스위칭 모드 파워 서플라이 및 그 구동 방법
US9893626B2 (en) Switching mode power supply with selectable constant-voltage constant-current control
US7492615B2 (en) Switching power supply
KR100856900B1 (ko) 버스트 모드 스위칭 모드 파워 서플라이
JP4687958B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
KR101468719B1 (ko) 전력 변환기 및 그 구동 방법
KR101274214B1 (ko) 스위치 모드 파워 서플라이 및 그 구동 방법
US9564826B2 (en) Current resonant power supply device
US6980444B2 (en) Switching power supply
KR20190025493A (ko) 전원 제어용 반도체 장치, 전원 장치 및 ｘ 콘덴서의 방전 방법
KR101445842B1 (ko) 컨버터
KR101165386B1 (ko) 준공진형 컨버터 및 그 제어 방법
US7285991B2 (en) Semiconductor device for controlling switching power supply and switching power supply unit using the same
KR101677729B1 (ko) 스위치 제어 장치, 이를 포함하는 전력 공급 장치 및 스위치 제어방법
KR101489962B1 (ko) 전력 변환기, 그 스위칭 제어 장치 및 구동 방법
US20050219776A1 (en) Semiconductor device for controlling switching power supply
KR101236955B1 (ko) 스위칭 모드 파워 서플라이 및 그 구동 방법
KR101431143B1 (ko) 전력 변환기, 그 스위칭 제어 장치 및 구동 방법
US7301786B2 (en) Quasi resonant type switching power supply apparatus with overcurrent limiting
KR20170118729A (ko) 전원 제어용 반도체 장치
JP2009159721A (ja) スイッチング電源装置および二次側制御回路
US7202609B2 (en) Noise reduction in a power converter
WO2010125751A1 (ja) スイッチング電源装置
KR102143254B1 (ko) 플라이백 컨버터의 pwm 제어장치
JP2013251979A (ja) 電源装置及び画像形成装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180801

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190801

Year of fee payment: 6