CN101217255B - 一种具有均流控制模块的pfc电路及其均流控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种具有均流控制模块的PFC电路，包括第一升压电路、第二升压电路和均流控制模块，该均流控制模块包括依次联接的采样单元、差值运算单元、比例积分单元和占空比调节单元，主要利用比例积分运算实现一个开关周期内电感电流平均值的均流；本发明还公开了一种用于以上PFC电路的平均电流控制方法，其包括以下步骤：A.产生一个参考电流的步骤；B.采样电流并进行差值运算得到两并联支路电感电流差值的步骤；C.通过运算生成第一升压电路的控制信号一的步骤；D.通过运算生成第二升压电路的控制信号二的步骤；E.通过占空比调节得到两路占空比的步骤。

Description

一种具有均流控制模块的PFC电路及其均流控制方法
技术领域
本发明涉及PFC(Power Factor Correction功率因数校正)电路，尤其涉及一种具有均流控制模块的两路并联升压式PFC电路及其均流控制方法。
技术背景
随着电源功率等级的提高，传统的单相升压PFC电路已经不适合用于大功率电源前端整流电路。在大电流、高功率的应用场合，常采用多路并联的Boost型PFC电路。由于交错的多路并联Boost型PFC电路具有输入电流和输出电流纹波小，支路功率等级小等特点，在中、大功率电源中得到越来越广泛的应用。多路并联的Boost型PFC电路既要保证总的输入电流与整流电压同相位，也需满足每条支路的电感电流均流的要求。在电感电流连续工作模式下，由于其控制原理及功率支路之间元器件的离散性，通常会造成每条支路电感电流不均流。如果不加入任何均流措施，则支路之间的电感电流平均值将不相等。这样不仅增大了每条支路所留的功率裕量，也使系统的可靠性大大降低。交错并联PFC电路常采用闭环控制以实现对两路电感电流的均流控制。
在美国专利申请US20050036337A1中声明了一种交错PFC电路的平均电流控制方法，如图1所示。电路中两个控制芯片UC3854(1、2)共用一个UC3854的电压环产生的参考电流IMUL，分别反馈两路电感电流(iL1、iL2)进入各自电流环进行平均电流控制。这种控制方式由于使用相同的参考电流，两条支路能独立实现平均电流控制，两条支路开关占空比独立调节，实现了两路电感电流的均流。但是这种控制方式采用两个UC3854实现，需外加数字脉冲信号来控制两个UC3854占空比的180度的相位差，硬件电路较为复杂。在文章《A DSP based Digitally ControlledInterleaved PFC Converter》(Applied Power Electronics Conference andExposition，2005.APEC 2005，Twentieth Annual IEEE，Publication Date：6-10March 2005，Volume：1，On page(s)：648-654 Vol.1，ISBN：0-7803-8975-1，INSPEC Accession Number：8538829)中，介绍了一种DSP(Digital Signal Processor数字信号处理器)实现的新的平均电流控制方法，如图2所示。电路检测总的输入电流对第一支路和第二支路进行平均电流控制；再对几个工频周期内的两路开关电流平均值的差值进行PI(Proportional Integral比例积分)调节，以补偿第二支路占空比信号。这种控制方法通过检测开关管的内阻来检测开关电流，开关管内阻易受器件差异性及温度的影响，使得电感电流均流特性并不好。而且这种控制方式采集的开关电流信号只是反映了开关导通时间内的电感电流信号，并不能反映两路完整的电感电流信号，电感电流平均值在开关周期内并不能实现真正意义上的均流。
发明内容
本发明针对以上现有均流控制电路及方法使得PFC电路的硬件电路复杂以及电感电流的均流特性不好或不能实现真正意义上的均流的不足，提出了一种具有均流控制模块的交错并联升压式PFC电路及其均流控制方法。
为解决以上问题，本发明提出的具有均流控制模块的交错并联升压式PFC电路包括第一和第二升压电路，还包括一均流控制模块，该均流控制模块包括依次联接的采样单元、差值运算单元、比例积分单元和占空比调节单元；所述采样单元分别与PFC电路的输入端、输出端、第一升压电路和第二升压电路联接，用于采集PFC电路的输入电压、输出电压、第一升压电路的电感电流和第二升压电路的电感电流，并通过比例积分运算及乘法运算获得参考电流；所述第一升压电路的电感电流、第二升压电路的电感电流和参考电流经过所述比例积分单元的比例积分运算和差值运算单元的差值运算可分别得到用于第一升压电路的第一控制信号和用于第二升压电路的第二控制信号，所述占空比调节单元用于对所述第一和第二升压电路的占空比信号进行调节，并使两路占空比信号错开一定角度交错导通。
优选的，所述均流控制模块是DSP。
所述均流控制中依次联接的采样单元、差值运算单元、比例积分单元和占空比调节单元还可以分别是电感电流和/或总电流的采样电路、差值运算电路、比例积分电路和占空比调节电路的硬件电路。
所述占空比调节单元是分别用于第一和第二升压电路的两个比较寄存器，该两个比较寄存器中的一个在接收控制信号之前或者之后被相移一定角度，所述占空比调节模块还可以是外加的分别用于第一和第二升压电路的两路固定相移的三角波信号。
本发明的具有均流控制模块的交错并联升压式PFC电路通过采样单元可避免开关元件及温度等的影响，获得开关周期内准确的电感电流信号，从而可以保证较好的均流特性，又通过差值积分单元的调节作用可实现开关周期内两路升压电路的电感电流的平均值相等，从而真正实现了两路升压支路电感电流的均流。
本发明实现交错并联升压式PFC电路的均流控制方法包括：A.分别采样PFC电路的输入电压和输出电压，并结合参考电压通过比例积分运算及乘法运算产生一个参考电流；B.分别采样PFC电路中第一升压电路的电感电流、第二升压电路的电感电流、总电流中至少两者进行差值运算得到两并联支路电感电流的差值；C.利用所述参考电流和所述采样得到的电感电流和/或总电流通过比例积分运算生成第一升压电路的第一控制信号，用于驱动该第一升压电路的开关；D.再对所述电感电流的差值进行积分运算以获得电压补偿量，并利用该电压补偿量和第一升压电路的电流环输出通过比例积分运算生成第二升压电路的第二控制信号，用于驱动该第二升压电路的开关；E.利用所述控制信号一和控制信号二通过占空比调节得到两路占空比，该两路占空比中的一路被相移一定角度，从而实现两并联支路中电感电流的平均电流控制和交错导通。
优选的，所述差值运算、比例积分计算和占空比的调节通过DSP实现。
所述电感电流的差值运算也可通过差值运算电路或差分电路实现；所述比例积分运算也可通过比例积分电路实现。
所述两路占空比错开一定的角度可以通过将第一控制信号和第二控制信号送入已经相移一定角度的比较寄存器中得到，或者将第一控制信号和第二控制信号送入无相移角度的比较寄存器中得到两路占空比后再将其中一路占空比相移一定角度得到，又或者通过外加两路固定相移的三角波信号实现。
优选的，所述一定的角度是180°相位。
本发明的平均电流控制方法通过采样PFC电路的输出电压、输入电压，以及第一升压电路的电感电流、第二升压电路的电感电流和总电流中至少两者，获得两并联支路的电感电流差值，并对该差值进行积分环节获得补偿信号，再利用该补偿信号来调节其中一路占空比信号，从而可实现两路占空比的独立调节，进而可控制稳态时一个开关周期内各支路电感电流的平均值相等，即实现了两路电感电流的平均电流控制。因为该控制方法的采样电流能够准确反映整个开关周期内的电感电流信号，所以其均流特性好，且可以实现开关周期内的真正均流。
附图说明
图1是申请号为CN03157759.8的专利申请文件所公开的一种平均电流控制的交错PFC电路示意图。
图2是现有的一种基于DSP的交错并联PFC电路的平均电流控制的电路图。
图3为本发明实施例一的交错并联PFC电路平均电流控制的示意图。
图4为本发明采用DSP实现的实施例的交错并联PFC电路平均电流控制的电路图，其采样方法与实施例一相同。
图5为本发明实施例二的交错并联PFC电路平均电流控制的示意图。
图6为本发明实施例三的交错并联PFC电路平均电流控制的示意图。
图7为本发明实施例四的交错并联PFC电路平均电流控制的示意图。
图8为本发明实施例五的交错并联PFC电路平均电流控制的示意图。
图9为本发明实施例六的交错并联PFC电路平均电流控制的示意图。
图10为图3所示实施例在输入电压上升阶段的一个开关周期内的控制波形示意图。
图11为图10在T3-T4时刻的放大图。
图12为图3所示实施例在输入电压下降阶段的一个开关周期内的控制波形示意图。
图13为图12在T3-T4时刻的放大图。
具体实施方式
以下通过实施例进一步详细介绍本发明的具有均流控制模块的交错并联升压式PFC电路及其均流控制方法。
实施例一
如图3，为本发明一个实施例的具有均流控制模块的交错并联升压式PFC电路示意图，图4为利用DSP实现均流控制的实施例的电路图，是本发明中较佳的一种均流控制电路。该并联升压式功率因数校正电路包含第一升压电路及第二升压电路，其采样电路包括两路电感电流iL1和iL2的采样电路SC1和SC2，采用传感器电路实现；输入电压Vin的采样电路SC3采用全波整流电路(也可以用运放电路等)；输出电压Vbus的采样电路SC4 采用分压电阻电路。四路输入信号(电感电流iL1、iL2，输入电压Vin、输出电压Vbus经过比例运算得到的反馈电压Vb)通过DSP的AD(Analog-Digital Converter模数转换器)进行采样得到，DSP的内部参考电压Vref和反馈电压Vb相减得到Ev信号，通过G1的比例积分环节后送入乘法器中。输入电压Vin经过滤波运算后得到输入电压有效值Vrms，计算得到1/V2rms，输入电压Vin与计算得到的1/V2rms相乘后再与G1的输出相乘，并乘上比例系数Km得到参考电流Iref。参考电流Iref与电感电流iL1相减得到Ei信号，Ei通过比例积分环节G2后得到第一路占空比的控制信号Ua；电感电流iL1和iL2相减后得到差值信号Ec，差值信号Ec通过比例积分环节G3后得到补偿信号Uc，控制信号Ua与补偿信号Uc求和得到第二路占空比的控制信号Ub。将控制信号Ua和Ub送入已经相移180°的比较寄存器中得到两路占空比。图中虚框部分代表DSP。根据以上电路及各运算，本实施例的具体控制方法是：利用该并联升压式PFC电路的输入电压Vin、反馈电压Vb、参考电压Vref与比例系数Km产生一个参考电流Iref，该参考电流Iref与第一路电感电流通过比例积分运算得到第一条升压电路调节信号Ua，以产生第一路脉宽调节信号来驱动第一升压电路的开关S1；对第一路电感电流iL1和第二路电感电流iL2的差值Ec进行比例积分环节，比例积分环输出得到的补偿信号Uc与所述第一路控制信号Ua之和作为第二条升压电路控制信号Ub，以产生第二路脉宽调节信号来驱动第二升压电路的开关S2，使该两路的电感电流在一个开关周期内的平均值相等，其中第一电流控制回路与第二电流控制回路错开180°相位。
其中，两路电感电流的差值运算也可以先由硬件的差分电路实现，差值结果加入直流偏置后进行采样，DSP中无需再计算其差值。
当不采用恒功率控制时，1/V2rms部分的计算可以省略，直接将G1的输出与输入电压Vin相乘得到参考电流Iref。
控制信号Ua和Ub也可以先送入无相移固定角度的比较寄存器中得到两路占空比，再将其中一路占空比进行相移。
为更清楚的理解本发明，下面结合附图对本发明的均流控制方法的具体工作过程做进一步详细说明。
在PFC电路中，占空比会随着输入电压的变化而变化。在输入正弦半波电压上升阶段，占空比会随着输入电压的增大而减小，相邻第一支路开 关占空比大于第二支路开关占空比；在输入正弦半波电压下降阶段，占空比会随着输入电压的减小而增大，相邻第一支路开关占空比小于第二支路开关占空比，两个阶段工作过程不同，所以在输入正弦半波电压分成输入电压上升阶段和输入电压下降两个阶段来讨论其工作过程。
图10-11和图12-13分别为在输入电压上升阶段和输入电压下降阶段内的一个开关周期内的控制波形图。其中，iL1和iL2分别代表第一支路和第二支路的电感电流，is1和is2分别代表第一支路和第二支路的电感电流检测信号，Ecs和Ucs分别代表电感电流的差值及其积分值，U1和U2分别代表第一支路和第二支路的控制电压信号，DRA和DRB分别代表第一支路和第二支路的占空比驱动信号，DRB相比于DRA延迟了半个开关周期。drb为U2与三角波信号比较后的方波信号，DRB为drb延迟半个开关周期后的信号。
在输入电压上升阶段的一个开关周期内，电路的工作过程可以分成以下5个区间，其中的工作波形图如图10-11所示：
[t0-t1]：t0时刻，开关S1导通，开关S2延续上一个开关周期导通。电感电流iL1和iL2线性上升。由于iL1＜iL2，且iL1和iL2上升斜率相等，则Ecs恒为负，Ucs线性下降。
[t1-t2]：t1时刻，开关S2关断，开关S1继续导通。电感电流iL2线性下降，此时iL1仍线性上升，且iL1＜iL2，则Ecs线性上升，Ucs以二次函数曲线上升。直到iL1＝iL2，Ecs＝0；此后iL1＞iL2，Ecs线性上升，Ucs仍以二次函数曲线上升。
[t2-t3]：t2时刻，开关S2延迟半个开关周期后导通，开关S1继续导通。电感电流iL1和iL2线性上升。由于iL1＞iL2，且iL1和iL2上升斜率相等，Ecs恒为正，Ucs线性上升。
[t3-t4]：t3时刻，控制电压信号U2与三角波信号相比较得到第二路占空比信号drb，drb延迟半个开关周期得到第二路占空比信号DRB，以控制下一个开关周期内开关S2的关断。在这段时间内，开关S1和S2继续导通，iL1和iL2线性上升，Ecs保持恒定不变，Ucs对Ecs进行积分继续线性上升。
[t4-t5]：t4时刻，控制电压信号U1与三角波信号相比较得到第一路占空比信号DRA，开关S1关断，开关S2继续导通。iL1线性下降，iL2线性上升，且iL1＞iL2，则Ecs线性下降，Ucs以二次函数曲线下降。直到iL1 ＝iL2，Ecs＝0。此后iL1＜iL2，Ecs继续线性下降，Ucs以二次函数曲线下降。而第二路的关断时间由DRB控制，在下一个开关周期实现。
由于第二路控制电压信号U2中加入了两路电感电流差值积分的补偿量Ucs，使得稳态时Ecs在一个开关周期内的平均值为零，即两路电感电流在一个开关周期内的平均值相等，如图10所示。通过这种控制方式可以微调第二路占空比，使得第二路的电感电流与第一路的电感电流在一个开关周期内平均值始终保持相同，从而实现整个工频周期内两路电感电流的均流。
在输入电压下降阶段的一个开关周期内，电路的工作过程可以分成以下5个区间，其中的工作波形图如图12-13所示：
[t0-t1]：t0时刻，开关S1导通，开关S2延续上一个开关周期导通。电感电流iL1和iL2线性上升。由于iL1＜iL2，且iL1和iL2上升斜率相等，则Ecs恒为负，Ucs线性下降。
[t1-t2]：t1时刻，开关S2关断，开关S1继续导通。电感电流iL2线性下降，此时iL1仍线性上升，且iL1＜iL2，则Ecs线性上升，Ucs以二次函数曲线上升。直到iL1＝iL2，Ecs＝0；此后iL1＞iL2，Ecs线性上升，Ucs仍以二次函数曲线上升。
[t2-t3]：t2时刻，开关S2延迟半个开关周期后导通，开关S1继续导通。电感电流iL1和iL2线性上升。由于iL1＞iL2，且iL1和iL2上升斜率相等，Ecs恒为正，Ucs线性上升。
[t3-t4]：t3时刻，控制电压信号U1与三角波信号相比较得到第一路占空比信号DRA，开关S1关断，开关S2继续导通。iL1线性下降，iL2线性上升，且iL1＞iL2，则Ecs线性下降，Ucs以二次函数曲线下降。
[t4-t5]：t4时刻，控制电压信号U2与三角波信号相比较得到第二路占空比信号drb，drb延迟半个开关周期得到第二路占空比信号DRB，以控制下一个开关周期内开关S2的关断。在这段时间内，开关S2继续导通，且iL1＞iL2，Ecs线性下降，Ucs以二次函数曲线下降。直到iL1＝iL2，Ecs＝0。此后iL1＜iL2，Ecs继续线性下降，Ucs以二次函数曲线下降。
由于第二路控制电压信号U2中加入了两路电感电流差值积分的补偿量Ucs，使得稳态时Ecs在一个开关周期内的平均值为零，即两路电感电流在一个开关周期内的平均值相等，如图12所示。通过这种控制方式可以微调第二路占空比，使得第二路的电感电流与第一路的电感电流在一个开关周期内平均值始终保持相同，从而实现整个工频周期内两路电感电流的均流。
实施例二
如图5所示，其与实施例一的一个区别是：电感电流的差值由总电流is和其中一路升压支路的电感电流经差值运算得到，具体是：采样第一路升压电路的电感电流iL1和总电流is，通过运算(2×iL1-is)作为第一、二路升压电路电感电流iL1和iL2的差值信号参与后续的运算，其中is相当于实施例一中两路电感电流之和(iL1+iL2)，差值运算(2×iL1-is)结果即相当于实施例一中(iL1-iL2)。其与实施例一的另一个区别是：控制信号Ua和Ub被送入比较寄存器中后再将控制信号Ub相移180°。
施例三
如图6所示，其与实施例一的区别是：第一路升压电路的反馈电流信号变为两路电流信号之和(iL1+iL2)，即分别采样第一、二升压电路的电感电流iL1、iL2，并将两者之和(iL1+iL2)作为第一升压电路的反馈电流信号参与后续运算；所述采样单元、差值运算单元、比例积分单元和占空比调节单元分别是电感电流和/或总电流的采样电路、差值运算电路、比例积分电路和占空比调节电路的硬件电路(因差值运算电路、比例积分电路和占空比调节电路的硬件电路及其应用均是公知共用的成熟技术，故此处不做详细介绍)；所述占空比调节电路还包括外加的两路固定相移180°的三角波信号。
实施例四
如图7所示，其与实施例一的区别是：第一路升压电路的反馈电流信号为总电流信号is，电感电流的差值由总电流和其中一路电感电流运算实现，具体是：采样总电流is作为第一路升压电路的电流反馈信号，采样第一路升压电路的电感电流iL1并通过运算(2×iL1-is)作为第一、二路升压电路电感电流iL1和iL2的差值信号参与后续的运算，其中is相当于实施例一中两路电感电流之和(iL1+iL2)，差值运算(2×iL1-is)结果即相当于实施例一中(iL1-iL2)。
实施例五
如图8所示，其与实施例一的区别是：第一路升压电路的反馈电流信号为总电流信号is，电感电流的差值由总电流is和第二路升压电路的电感电流运算(is-2×iL2)实现，其中is相当于实施例一中两路电感电流之和 (iL1+iL2)，差值运算(is-2×iL2)结果即相当于实施例一中(iL1-iL2)。
实施例六
如图9所示，其与实施例一的区别是：第一路的反馈电流信号是总电流信号is。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (13)

1.一种用于交错并联升压式PFC电路的均流控制方法，其特征在于包括以下步骤：
A.分别采样PFC电路的输入电压和输出电压，并结合参考电压通过比例积分运算及乘法运算产生一个参考电流；
B.分别采样PFC电路中第一升压电路的电感电流、第二升压电路的电感电流、总电流中至少两者进行差值运算得到两并联支路电感电流的差值；
C.利用所述参考电流和所述采样得到的电感电流和/或总电流通过比例积分运算生成第一升压电路的第一控制信号，用于驱动该第一升压电路的开关；
D.再对所述两并联支路电感电流的差值进行积分运算以获得电压补偿量，并利用所述电压补偿量和第一升压电路的第一控制信号通过比例积分运算生成第二升压电路的第二控制信号，用于驱动该第二升压电路的开关；
E.利用所述第一控制信号和第二控制信号通过占空比调节得到两路占空比，所述两路占空比中的一路被相移一定角度，从而实现两并联支路中电感电流的平均电流控制和交错导通。
2.如权利要求1所述的用于交错并联升压式PFC电路的均流控制方法，其特征在于：所述步骤B、D和E中的差值运算、积分运算和占空比调节通过数字信号处理器实现，或分别通过差值运算电路、比例积分电路和占空比调节电路实现。
3.如权利要求1所述的用于交错并联升压式PFC电路的均流控制方法，其特征在于所述步骤E中占空比调节的方法是：将第一控制信号和第二控制信号送入已经相移一定角度的比较寄存器中得到，或者将第一控制信号和第二控制信号送入无相移角度的比较寄存器中得到两路占空比后再将其中一路占空比相移一定角度得到，又或者通过外加两路固定相移的三角波信号实现。
4.如权利要求3所述的用于交错并联升压式PFC电路的均流控制方法，其特征在于：所述的一定角度或固定相移是180°。
5.如权利要求1-4中任一所述的用于交错并联升压式PFC电路的平均电流控制方法，其特征在于：所述步骤A中的参考电流是通过对所述参考电压与反馈电压的差值进行比例积分运算得到一信号，所述比例积分运算得到的信号再与所述输入电压相乘得到。
6.如权利要求5所述的用于交错并联升压式PFC电路的均流控制方法，其特征在于：所述步骤A中通过加入恒功率控制的方式得到参考电流，即：将所述输入电压进行滤波得到输入电压有效值，将比例积分运算的输出信号与输入电压的乘积除以所述输入电压有效值的平方，再乘上相应的比例系数得到参考电流。
7.一种具有均流控制模块的PFC电路，包括第一和第二升压电路，其特征在于：还包括一均流控制模块，该均流控制模块包括依次联接的采样单元、差值运算单元、比例积分单元和占空比调节单元；所述采样单元分别与PFC电路的输入端、输出端、第一升压电路和第二升压电路联接，用于采集PFC电路的输入电压、输出电压、第一升压电路的电感电流和第二升压电路的电感电流，并通过比例积分运算及乘法运算获得参考电流；所述第一升压电路的电感电流、第二升压电路的电感电流和参考电流经过所述比例积分单元的比例积分运算和差值运算单元的差值运算可分别得到用于第一升压电路的第一控制信号和用于第二升压电路的第二控制信号，所述占空比调节单元用于对所述第一和第二升压电路的占空比信号进行调节，并使两路占空比信号错开一定角度交错导通。
8.如权利要求7所述的具有均流控制模块的PFC电路，其特征在于：所述均流控制模块是数字信号控制器。
9.如权利要求7所述的具有均流控制模块的PFC电路，其特征在于：所述均流控制模块中依次联接的采样单元、差值运算单元、比例积分单元和占空比调节单元分别是电感电流和/或总电流的采样电路、差值运算电路、比例积分电路和占空比调节电路的硬件电路。
10.如权利要求7所述的具有均流控制模块的PFC电路，其特征在于：所述占空比调节单元是比较寄存器，该比较寄存器在接收所述第一和第二控制信号之前或者之后被相移一定角度。
11.如权利要求7所述的具有均流控制模块的PFC电路，其特征在于：所述的一定角度是180°。
12.如权利要求7所述的具有均流控制模块的PFC电路，其特征在于：所述占空比调节单元是外加的分别用于第一和第二升压电路的两路固定相移的三角波信号。
13.如权利要求12所述的具有均流控制模块的PFC电路，其特征在于：所述的两路固定相移的三角波信号的固定相移是180°。
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