CN114221561B - 高精度有源功率因数校正变换器电流有效值计算方法 - Google Patents

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Abstract

高精度有源功率因数校正变换器电流有效值计算方法，步骤包括：一、对一个开关周期内各元器件的电流进行分段计算，求出一个开关周期内各元器件的电流表达式；二、使用解析法得到一个工频周期内有源功率因数校正变换器的电流有效值；三、选定一个可改变的电气参数作为自变量，得到影响有源功率因数校正变换器电流有效值的电气参数。与采用数值法相比，无需对每个开关周期内流过各元器件的电流进行复杂的数值迭代计算，仅需对一个开关周期内流过各元器件的电流进行分析，即可得到电流有效值；相比于以时间作为积分变量的时域法，该计算方法选用角度作为积分变量，极大地简化了电流有效值的计算过程。

Description

高精度有源功率因数校正变换器电流有效值计算方法
技术领域
本发明涉及Boost电路计算领域，具体涉及一种高精度有源功率因数校正变换器电流有效值计算方法。
背景技术
有源功率因数校正技术是使整流电路获得较高的功率因数的一种电力电子变换技术，通过对电力电子器件进行PWM控制，使得输入交流电流跟踪输入电压正弦波，使功率因数近似为1，常用的功率因数校正结构包括单相Boost PFC、交错Boost PFC以及无桥PFC。
其中交错Boost PFC因两个全控型开关器件的驱动脉冲的相位差为180°，使得输入电流的纹波显著减少，因此相比单相Boost PFC具有更好的效果。计算电路中各元器件的电流有效值，目的是计算出有源功率因数校正变换器的损耗，提取影响有源功率因数校正变换器效率的电气参数，并根据这些电气参数来优化效率。一方面，目前的参考文献中所提出的计算交错Boost电路电流有效值的方法多为近似计算，因而使得计算结果与实际值有较大的误差，另一方面，采用近似计算无法提取影响有源功率因数校正变换器效率的电气参数，不能为工程应用中有源功率因数校正变换器的效率优化和设计提供直观的技术和理论指导。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供高精度有源功率因数校正变换器电流有效值计算方法，能够使用近似计算的方法来计算交错Boost电路的电流有效值，得到的结果和实际值有较大的误差，且无法提取影响其效率的电气参数，用于计算CCM下交错Boost电路的电流有效值。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：
高精度有源功率因数校正变换器电流有效值计算方法，电流有效值的计算步骤为：步骤一、根据有源功率因数校正变换器的工作原理，在占空比满足的不同条件下分别对一个开关周期内各元器件的电流进行分段计算，求出一个开关周期内各元器件的电流表达式；
步骤二、根据步骤一中得到的一个开关周期内各元器件的电流表达式，使用解析法计算半个工频周期内各元器件的电流有效值，得到一个工频周期内有源功率因数校正变换器的电流有效值；
步骤三、在步骤二中得到的电流有效值表达式中选定一个可改变的电气参数作为自变量，并以各元器件的电流有效值作为因变量，建立函数关系，得到影响有源功率因数校正变换器电流有效值的电气参数。
上述的步骤一至步骤三中得到的各个电流表达式，从其中所含有的显性变量中提取出影响电流有效值的电气参数，进而得到能够直接用来分析有源功率因数校正变换器效率的有效参数。
使用上述的高精度有源功率因数校正变换器电流有效值计算方法的变换器，变换器为CCM下的交错Boost电路，变换器的输入电流经过滤波器Lemi和Cemi以及整流桥D3～D6后分别进入两路通道，通道1由升压电感L1、全控型开关器件Q1、续流二极管D1和直流稳压电容Cb构成；通道2由升压电感L2、全控型开关器件Q2、续流二极管D2和直流稳压电容Cb构成，其中升压电感L1和全控型开关器件Q1组成的串联支路与升压电感L2和全控型开关器件Q2组成的串联支路并联，升压电感L1和续流二极管D1与升压电感L2和续流二极管D2组成的串联支路并联。
上述的变换器中，s1和s2分别为Q1和Q2的控制信号，iac表示输入电流，iC.emi表示流过输入滤波电容的电流，iD3和iD6表示流过整流桥的电流，iQ1和iQ2分别为流过Q1和Q2的电流，iD1和iD2分别为流过D1和D2的电流，iC.b表示流过直流稳压电容的电流，iRL表示流过负载的电流，Uo为输出电压；
在进行电流有效值计算时，在半个工频周期上计算各元器件的电流有效值等效替代在一个工频周期上的计算结果，计算时先确定电路工作时的最小占空比D(θ)min。
当上述的D(θ)min＞0.5时，电路在每个开关周期内的工作状态相同，可直接求出输入电流有效值Iac_rms、输入滤波电容电流IC.emi_rms、整流桥电流有效值Ibri_rms、全控型开关器件的电流有效值IQ_rms、续流二极管电流有效值ID_rms、升压电感电流有效值IL.b_rms以及直流稳压电容电流有效值IC.b_rms。
当上述的D(θ)min＜0.5时，在半个工频周期上，一段时间内D(θ)>0.5，一段时间内D(θ)<0.5，因此需要先确定D(θ)＝0.5时对应的θ，记为θ0；当0≤θ<θ0即占空比D(θ)>0.5时，在各个开关周期内，电路的工作状态相同；当θ0<θ≤π/2即占空比D(θ)<0.5时，在各个开关周期内，电路的工作状态相同，但与D(θ)>0.5时的工作状态不同，当最小占空比D(θ)min不同时，计算过程进行区分计算。
当上述的D(θ)min＞0.5时，流过升压电感Lb的电流上升时变化率为m1(θ)，下降时变化率为m2(θ)，将电感纹波电流的最低点记为iL.min(θ)，最高点记为iL.max(θ)，则可以得到一个开关周期内流过全控型开关器件的电流iQ(t)以及流过续流二极管的电流iD(t)：
iQ(t)＝m1(θ)t+iL.min(θ) (1)
iD(t)＝m2(θ)(t-D(θ)Ts)+iL.max(θ) (2)
得到三个元器件的电流有效值
当D(θ)min＞0.5时，，在一个开关周期内流过各元器件的电流可以分为[0，(D(θ)-0.5)Ts]、[(D(θ)-0.5)Ts，0.5Ts]、[0.5Ts，D(θ)Ts]、[D(θ)Ts，Ts]四个阶段。用iC.emi(1)(t)～iC.emi(4)(t)表示各个阶段流过输入滤波电容的电流，用iC.b(1)(t)～iC.b(4)(t)表示各个阶段流过直流稳压电容的电流，可以得到输入滤波电容电流和直流稳压电容电流的有效值分别为：
用iac(1)(t)～iac(4)(t)表示各个阶段的输入电流，输入电流纹波上升和下降阶段的变化率分别为m3(θ)和m4(θ)，将输入电流纹波的最低点记为iac.min(θ)，最高点记为iac.max(θ)，可以得到：
输入电流的有效值Iac.rms和整流桥的电流有效值Ibri.rms分别为：
当上述的D(θ)min＜0.5时，IQ_rms、ID_rms、IL.b_rms与D(θ)min>0.5时的计算流程相同，但在计算IC.b_rms、ICemi_rms、Iac_rms、Ibri_rms时需要先找出D(θ)min＝0.5时对应的θ，记为θ0；当0≤θ<θ0即D(θ)>0.5时，在每个开关周期内可以分[0，(D(θ)-0.5)Ts]、[(D(θ)-0.5)Ts，0.5Ts]、[0.5Ts，D(θ)Ts]、[D(θ)Ts，Ts]四个阶段来计算电流有效值；当θ0≤θ<π/2即D(θ)<0.5时这四个阶段变为[0，D(θ)Ts]、[D(θ)Ts，0.5Ts]、[0.5Ts，(D(θ)+0.5)Ts]、[(D(θ)+0.5)Ts，Ts]，若用iC.emi(5)(t)～iC.emi(8)(t)表示各个阶段内流过输入滤波电容的电流，用iC.b(5)(t)～iC.b(8)(t)表示各个阶段内流过直流稳压电容的电流，则可以得到IC.emi_rms和IC.b_rms：
用iac(5)(t)～iac(8)(t)表示D(θ)<0.5时各个阶段的输入电流：
得到输入电流的有效值Iac_rms和整流桥电流的有效值Ibri_rms：
由上述过程得到CCM下交错Boost电路中各元器件的电流有效值。
本发明提供的一种高精度有源功率因数校正变换器电流有效值计算方法，相比于现有技术，本发明的明显效果在于：
1、本发明技术方案中，与采用数值法相比，无需对每个开关周期内流过各元器件的电流进行复杂的数值迭代计算，仅需对一个开关周期内流过各元器件的电流进行分析，通过分段的方式计算出流过各元器件电流的解析式，即可得到电流有效值；
2.、本发明技术方案中，相比于以时间作为积分变量的时域法，该计算方法选用角度作为积分变量，极大地简化了电流有效值的计算过程，在一定程度上提高了有源功率因数校正变换器电流有效值的计算效率；
3、本发明技术方案中，该计算方法具有一定的普适性，在计算电流有效值时不会受有源功率因数校正变换器拓扑结构的制约，对于工作原理已知的拓扑结构，均可使用该方法计算电流有效值；
4.、本发明技术方案中，与近似计算得到的电流有效值相比，一方面，其计算结果更加精确，另一方面，采用解析法计算电流有效值能够提取影响有源功率因数校正变换器的电流有效值的电气参数，进而得到了能够直接用来分析有源功率因数校正变换器效率的有效参数，为工程应用中有源功率因数校正变换器的效率优化和设计提供了直观的技术和理论指导。
附图说明
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明：
图1为本发明中高精度有源功率因数校正变换器电流有效值计算方法的主电路图；
图2为本发明实施例中占空比D(θ)>0.5时电流的主要波形图；
图3为本发明实施例中占空比D(θ)<0.5时电流的主要波形图；
图4为本发明实施例中分别采用解析法和近似计算得到的输入电流有效值Iac_rms和仿真结果；
图5为本发明实施例中分别采用解析法和近似计算得到的整流桥电流有效值Ibri_rms和仿真结果；
图6为本发明实施例中分别采用解析法和近似计算得到的全控型开关器件电流有效值IQ_rms和仿真结果；
图7为本发明实施例中分别采用解析法和近似计算得到的续流二极管电流有效值ID_rms和仿真结果；
图8为本发明实施例中分别采用解析法和近似计算得到的升压电感电流有效值IL.b_rms和仿真结果；
图9为本发明实施例中采用解析法计算得到的直流稳压电容电流有效值IC.b_rms和仿真结果；
图10为本发明实施例中采用解析法计算得到的输入滤波电容电流有效值IC.emi_rms和仿真结果。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的实例在附图中示出，需要说明的是：相同表示符号始终表示统一电气量或元器件，所述的实施例只是本发明的一个应用实例，不能将其认为是本发明的限制。
本发明提出的一种高精度有源功率因数校正变换器电流有效值计算方法，不仅能够精确计算在CCM下交错Boost电路的电流有效值，还能提取影响电流有效值的电气参数，根据这些参数可以对效率进行优化。
高精度有源功率因数校正变换器电流有效值计算方法，电流有效值的计算步骤为：步骤一、根据有源功率因数校正变换器的工作原理，在占空比满足的不同条件下分别对一个开关周期内各元器件的电流进行分段计算，求出一个开关周期内各元器件的电流表达式；
步骤二、根据步骤一中得到的一个开关周期内各元器件的电流表达式，使用解析法计算半个工频周期内各元器件的电流有效值，得到一个工频周期内有源功率因数校正变换器的电流有效值；
步骤三、在步骤二中得到的电流有效值表达式中选定一个可改变的电气参数作为自变量，并以各元器件的电流有效值作为因变量，建立函数关系，得到影响有源功率因数校正变换器电流有效值的电气参数。
上述的步骤一至步骤三中得到的各个电流表达式，从其中所含有的显性变量中提取出影响电流有效值的电气参数，进而得到能够直接用来分析有源功率因数校正变换器效率的有效参数。
如图1中所示，使用上述的高精度有源功率因数校正变换器电流有效值计算方法的变换器，变换器为CCM下的交错Boost电路，变换器的输入电流经过滤波器Lemi和Cemi以及整流桥D3～D6后分别进入两路通道，通道1由升压电感L1、全控型开关器件Q1、续流二极管D1和直流稳压电容Cb构成；通道2由升压电感L2、全控型开关器件Q2、续流二极管D2和直流稳压电容Cb构成，其中升压电感L1和全控型开关器件Q1组成的串联支路与升压电感L2和全控型开关器件Q2组成的串联支路并联，升压电感L1和续流二极管D1与升压电感L2和续流二极管D2组成的串联支路并联。
上述的变换器中，s1和s2分别为Q1和Q2的控制信号，iac表示输入电流，iC.emi表示流过输入滤波电容的电流，iD3和iD6表示流过整流桥的电流，iQ1和iQ2分别为流过Q1和Q2的电流，iD1和iD2分别为流过D1和D2的电流，iC.b表示流过直流稳压电容的电流，iRL表示流过负载的电流，Uo为输出电压；
在进行电流有效值计算时，在半个工频周期上计算各元器件的电流有效值等效替代在一个工频周期上的计算结果，计算时先确定电路工作时的最小占空比D(θ)min。
当上述的D(θ)min＞0.5时，电路在每个开关周期内的工作状态相同，可直接求出输入电流有效值Iac_rms、输入滤波电容电流IC.emi_rms、整流桥电流有效值Ibri_rms、全控型开关器件的电流有效值IQ_rms、续流二极管电流有效值ID_rms、升压电感电流有效值IL.b_rms以及直流稳压电容电流有效值IC.b_rms。
当上述的D(θ)min＜0.5时，在半个工频周期上，一段时间内D(θ)>0.5，一段时间内D(θ)<0.5，因此需要先确定D(θ)＝0.5时对应的θ，记为θ0；当0≤θ<θ0即占空比D(θ)>0.5时，在各个开关周期内，电路的工作状态相同；当θ0<θ≤π/2即占空比D(θ)<0.5时，在各个开关周期内，电路的工作状态相同，但与D(θ)>0.5时的工作状态不同，当最小占空比D(θ)min不同时，计算过程进行区分计算。
如图2中所示为当上述的D(θ)min＞0.5时主要的电流波形，流过升压电感Lb的电流上升时变化率为m1(θ)，下降时变化率为m2(θ)，将电感纹波电流的最低点记为iL.min(θ)，最高点记为iL.max(θ)，则可以得到一个开关周期内流过全控型开关器件的电流iQ(t)以及流过续流二极管的电流iD(t)：
iQ(t)＝m1(θ)t+iL.min(θ) (1)
iD(t)＝m2(θ)(t-D(θ)Ts)+iL.max(θ) (2)
得到三个元器件的电流有效值
当D(θ)min＞0.5时，，在一个开关周期内流过各元器件的电流可以分为[0，(D(θ)-0.5)Ts]、[(D(θ)-0.5)Ts，0.5Ts]、[0.5Ts，D(θ)Ts]、[D(θ)Ts，Ts]四个阶段。用iC.emi(1)(t)～iC.emi(4)(t)表示各个阶段流过输入滤波电容的电流，用iC.b(1)(t)～iC.b(4)(t)表示各个阶段流过直流稳压电容的电流，可以得到输入滤波电容电流和直流稳压电容电流的有效值分别为：
用iac(1)(t)～iac(4)(t)表示各个阶段的输入电流，输入电流纹波上升和下降阶段的变化率分别为m3(θ)和m4(θ)，将输入电流纹波的最低点记为iac.min(θ)，最高点记为iac.max(θ)，可以得到：
输入电流的有效值Iac.rms和整流桥的电流有效值Ibri.rms分别为：
如图3中所示为当上述的D(θ)min＜0.5时主要波形，IQ_rms、ID_rms、IL.b_rms与D(θ)min>0.5时的计算流程相同，但在计算IC.b_rms、ICemi_rms、Iac_rms、Ibri_rms时需要先找出D(θ)min＝0.5时对应的θ，记为θ0；当0≤θ<θ0即D(θ)>0.5时，在每个开关周期内可以分[0，(D(θ)-0.5)Ts]、[(D(θ)-0.5)Ts，0.5Ts]、[0.5Ts，D(θ)Ts]、[D(θ)Ts，Ts]四个阶段来计算电流有效值；当θ0≤θ<π/2即D(θ)<0.5时这四个阶段变为[0，D(θ)Ts]、[D(θ)Ts，0.5Ts]、[0.5Ts，(D(θ)+0.5)Ts]、[(D(θ)+0.5)Ts，Ts]，若用iC.emi(5)(t)～iC.emi(8)(t)表示各个阶段内流过输入滤波电容的电流，用iC.b(5)(t)～iC.b(8)(t)表示各个阶段内流过直流稳压电容的电流，则可以得到IC.emi_rms和IC.b_rms：
用iac(5)(t)～iac(8)(t)表示D(θ)<0.5时各个阶段的输入电流：
得到输入电流的有效值Iac_rms和整流桥电流的有效值Ibri_rms：
由上述过程得到CCM下交错Boost电路中各元器件的电流有效值。
为了说明本发明的应用价值和有用性，图4-图8分别给出了采用本发明中提出的解析法和采用近似计算得到的Iac_rms、Ibri_rms、IQ_rms、ID_rms、IL.b_rms及对应的仿真结果，图9和图10分别给出了采用解析法计算IC.b_rms和IC.emi_rms的结果及对应的仿真结果；在输入电压220V，输出电压400V，开关频率50kHz，输出功率300W的条件下设计元器件参数，采用解析法计算各元器件电流有效值得到的结果与仿真结果的误差如表1所示，采用近似计算的方法求电流有效值得到的结果与仿真结果的误差如表2所示。
表1
表2
从表1和表2可以看出，一方面，采用解析法计算电流有效值时，其误差明显小于近似计算；另一方面，图4-图8表明，采用解析法计算电流有效值时，能够提取出“频率”这一影响电流有效值的电气参数，但采用近似计算的方法时无法体现出频率对电流有效值的影响。可见采用解析法不仅能够精确计算出电流有效值，还能从电流有效值的表达式中提取出影响电流有效值的电气参数。

Claims (7)

1.高精度有源功率因数校正变换器电流有效值计算方法，其特征在于，电流有效值的计算步骤为：
步骤一、根据有源功率因数校正变换器的工作原理，在占空比满足的不同条件下分别对一个开关周期内各元器件的电流进行分段计算，求出一个开关周期内各元器件的电流表达式；
步骤二、根据步骤一中得到的一个开关周期内各元器件的电流表达式，使用解析法计算半个工频周期内各元器件的电流有效值，得到一个工频周期内有源功率因数校正变换器的电流有效值；
步骤三、在步骤二中得到的一个工频周期内有源功率因数校正变换器的电流有效值表达式中选定一个可改变的电气参数作为自变量，并以各元器件的电流有效值作为因变量，建立函数关系，得到影响有源功率因数校正变换器电流有效值的电气参数；
所述的步骤一至步骤三中得到的各个电流表达式，从其中所含有的显性变量中提取出影响电流有效值的电气参数，进而得到能够直接用来分析有源功率因数校正变换器效率的有效参数。
2.一种使用权利要求1所述的高精度有源功率因数校正变换器电流有效值计算方法的变换器，其特征在于，变换器为CCM下的交错Boost电路，变换器的输入电流经过输入滤波电感Lemi和输入滤波电容Cemi以及整流桥D3～D6后分别进入两路通道，通道1由升压电感L1、全控型开关器件Q1、续流二极管D1和直流稳压电容Cb构成；通道2由升压电感L2、全控型开关器件Q2、续流二极管D2和直流稳压电容Cb构成，其中升压电感L1和全控型开关器件Q1组成的串联支路与升压电感L2和全控型开关器件Q2组成的串联支路并联，升压电感L1和续流二极管D1组成的串联支路与升压电感L2和续流二极管D2组成的串联支路并联。
3.根据权利要求2所述的变换器，其特征在于，所述的变换器中，s1和s2分别为全控型开关器件Q1和Q2的控制信号，iac表示输入电流，iC.emi表示流过输入滤波电容的电流，ibri表示流过整流桥的电流，iQ1和iQ2分别为流过全控型开关器件Q1和Q2的电流，iD1和iD2分别为流过续流二极管D1和续流二极管D2的电流，iC.b表示流过直流稳压电容的电流，iRL表示流过负载的电流，Uo为输出电压；
在进行电流有效值计算时，在半个工频周期上计算各元器件的电流有效值等效替代在一个工频周期上的计算结果，计算时先确定电路工作时的最小占空比D(θ)min，θ为锁相角。
4.根据权利要求3所述的变换器，其特征在于，所述的D(θ)min＞0.5时，电路在每个开关周期内的工作状态相同，可直接求出输入电流有效值Iac_rms、输入滤波电容电流有效值IC.emi_rms、整流桥电流有效值Ibri_rms、全控型开关器件电流有效值IQ_rms、续流二极管电流有效值ID_rms、升压电感电流有效值IL.b_rms以及直流稳压电容电流有效值IC.b_rms。
5.根据权利要求4所述的变换器，其特征在于，所述的D(θ)min＜0.5时，在半个工频周期上，一段时间内D(θ)>0.5，一段时间内D(θ)<0.5，因此需要先确定D(θ)＝0.5时对应的θ，记为θ0；当0≤θ<θ0即占空比D(θ)>0.5时，在各个开关周期内，电路的工作状态相同；当θ0<θ≤π/2即占空比D(θ)<0.5时，在各个开关周期内，电路的工作状态相同，但与D(θ)>0.5时的工作状态不同，当最小占空比D(θ)min不同时，计算过程进行区分计算。
6.根据权利要求4所述的变换器，其特征在于，所述的D(θ)min＞0.5时，流过升压电感的电流上升时变化率为m1(θ)，下降时变化率为m2(θ)，将升压电感纹波电流的最低点记为iL.min(θ)，最高点记为iL.max(θ)，则可以得到一个开关周期内流过全控型开关器件的电流iQ(t)以及流过续流二极管的电流iD(t)：
iQ(t)＝m1(θ)t+iL.min(θ) (1)
iD(t)＝m2(θ)(t-D(θ)Ts)+iL.max(θ) (2)
得到三个元器件的电流有效值
当D(θ)min＞0.5时，在一个开关周期内流过各元器件的电流可以分为[0，(D(θ)-0.5)Ts]、[(D(θ)-0.5)Ts，0.5Ts]、[0.5Ts，D(θ)Ts]、[D(θ)Ts，Ts]四个阶段,用iC.emi(1)(t)～iC.emi(4)(t)表示各个阶段流过输入滤波电容的电流，用iC.b(1)(t)～iC.b(4)(t)表示各个阶段流过直流稳压电容的电流，可以得到输入滤波电容电流有效值和直流稳压电容电流的有效值分别为：
用iac(1)(t)～iac(4)(t)表示各个阶段的输入电流，输入电流纹波上升和下降阶段的变化率分别为m3(θ)和m4(θ)，将输入电流纹波的最低点记为iac.min(θ)，最高点记为iac.max(θ)，可以得到：
输入电流有效值Iac_rms和整流桥电流有效值Ibri_rms分别为：
其中ibri(1)(t)～ibri(4)(t)为各个阶段内整流桥电流。
7.根据权利要求6所述的变换器，其特征在于，所述的D(θ)min＜0.5时，IQ_rms、ID_rms、IL.b_rms与D(θ)min>0.5时的计算流程相同，但在计算IC.b_rms、ICemi_rms、Iac_rms、Ibri_rms时需要先找出D(θ)min＝0.5时对应的θ，记为θ0；当0≤θ<θ0即D(θ)>0.5时，在每个开关周期内可以分[0，(D(θ)-0.5)Ts]、[(D(θ)-0.5)Ts，0.5Ts]、[0.5Ts，D(θ)Ts]、[D(θ)Ts，Ts]四个阶段来计算电流有效值；当θ0≤θ<π/2即D(θ)<0.5时这四个阶段变为[0，D(θ)Ts]、[D(θ)Ts，0.5Ts]、[0.5Ts，(D(θ)+0.5)Ts]、[(D(θ)+0.5)Ts，Ts]，若用iC.emi(5)(t)～iC.emi(8)(t)表示各个阶段内流过输入滤波电容的电流，用iC.b(5)(t)～iC.b(8)(t)表示各个阶段内流过直流稳压电容的电流，则可以得到IC.emi_rms和IC.b_rms：
用iac(5)(t)～iac(8)(t)表示D(θ)<0.5时各个阶段的输入电流：
得到输入电流有效值Iac_rms和整流桥电流有效值Ibri_rms：
其中ibri(5)(t)～ibri(8)(t)为各个阶段内整流桥电流；
由上述过程得到CCM下交错Boost电路中各元器件的电流有效值。
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