CN207218526U - 一种DCMBoost功率因数校正变换器的控制电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种DCM Boost功率因数校正变换器的控制电路。包括输入电压判断器、控制脉冲产生器和控制脉冲选择器；输入电压判断器包括第一比较器和D触发器；控制脉冲产生器包括误差放大器、分压网络和第二比较器；控制脉冲选择器包括与门和或门。输入电压判断器在每一个开关周期开始时，确定输入电压所处的电压范围；控制脉冲产生器检测输出电压，得到输出电压误差放大反馈信号，再得到不同的控制信号与锯齿波比较产生不同的控制脉冲；控制脉冲选择器根据输入电压判断器的输出信号选择相应的控制脉冲，实现开关管的控制。本实用新型可以提高传统DCM Boost功率因数校正变换器的功率因数，在90V～264V AC的输入电压范围内都能获得接近于1的功率因数。

Description

一种DCM Boost功率因数校正变换器的控制电路

技术领域

本发明涉及DCM Boost功率因数校正变换器，特别是一种DCM Boost功率因数校正变换器的控制电路。

背景技术

功率因数校正变换器可以降低电力电子装置对公共电网的谐波污染，具有功率因数高，体积小，成本低等优点。工作于电感电流断续模式(DCM)的Boost 功率因数校正变换器以控制简单、无二极管反向恢复损耗等优点而得到广泛应用。定占空比控制DCM Boost功率因数校正变换器的开关管导通占空比固定，存在输入电流畸变，且随着输入电压的提高，输入电流畸变更加严重，导致输入功率因数的降低，在一些对功率因数与输入电流谐波要求很高的场合，定占空比控制DCM Boost功率因数校正变换器难以满足要求。

实用新型内容

本实用新型的目的是提供一种高功率因数的DCM Boost功率因数校正器的控制电路。

实现本实用新型目的的技术方案如下：

一种DCM Boost功率因数校正变换器的控制电路，包括输入电压判断器、控制脉冲产生器和控制脉冲选择器；

所述输入电压判断器包括第一比较器B₁₀，B₁₁，…，B_1n和D触发器D₁，D₂，…， D_n；第一比较器B₁₀的正输入端用于连接开关周期检测信号V_PC，负输入端用于连接锯齿波v_saw，输出端连接到D触发器D₁，D₂，…，D_n的CLK端；第一比较器B₁₁，…，B_1n的正输入端分别用于连接输入电压边界V_i，i＝1,2,…,n，负输入端分别用于连接DCM Boost功率因数校正变换器整流后的输入电压v_rec，输出端分别对应连接到D触发器D₁，D₂，…，D_n的D端；

所述控制脉冲产生器包括误差放大器、分压网络K₀，K₁，…，K_n和第二比较器 B₂₀，B₂₁，…，B_2n；误差放大器的负输入端用于连接所述DCM Boost功率因数校正变换器的输出电压V_o，正输入端用于连接参考电压V_ref，输出端连接到分压网络K₀，K₁，…，K_n的输入端；分压网络K₀，K₁，…，K_n的输出端分别对应连接到第二比较器B₂₀，B₂₁，…，B_2n的正输入端；第二比较器B₂₀，B₂₁，…， B_2n的负输入端用于连接锯齿波v_saw；所述分压网络K₀，K₁，…，K_n的比例系数分别为k₀，k₁，…k_n；

所述控制脉冲选择器包括与门Y₀，Y₁，…，Y_n和或门；与门Y₁的输入端分别连接到D触发器D₁的QN端、D触发器D₂的Q端和第二比较器B₂₁的输出端；与门Y₂的输入端分别连接到D触发器D₂的QN端、D触发器D₃的Q端和第二比较器B₂₂的输出端；与门Y₃，…，Y_n-1与D触发器及第二比较器的连接关系以此类推；与门Y₀的输入端分别连接到D触发器D₁的Q端和第二比较器B₂₀的输出端；与门Y_n的输入端分别连接到D触发器D_n的QN端和第二比较器B_2n的输出端；与门Y₀，Y₁，…，Y_n的输出端分别连接到或门的输入端，或门的输出端用于连接DCM Boost功率因数校正变换器的开关管。

本实用新型的有益效果是：使得在整个90～264V AC输入电压范围内，DCM Boost功率因数校正器都能获得近似于1的功率因数。

附图说明

图1是本发明的DCM Boost功率因数校正变换器系统结构框图；

图2是本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的控制方法流程图；

图3是输入电压判断器(100)的电路图，包括比较器(101、102、103、104、105)、D触发器(106、107、108、109)；D触发器D_i的Q端输出为V_Qi， QN端输出为V_NQi；

图4是控制脉冲产生器(200)的电路图，包括误差放大器(201)、分压网络(202)、比较器(203)；

图5是控制脉冲选择器(300)的电路图，包括与门(301、302、303)、或门(304)、驱动电路(305)；

图6是本发明的关键波形，包括(a)输入电压边界、(b)控制脉冲类型、 (c)电感电流波形和(d)开关管驱动波形；

图7是输入电压边界系数的设计方法；

图8是不同输入电压情况下的输入电压与输入电流波形，包括(a)输入电压波形和(b)输入电流波形；

图9是定占空比控制与本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的PF对比；

图10是定占空比控制与本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的THD 对比；

图11是V_in＝110V时，定占空比控制DCM Boost功率因数校正变换器的输入电压、输入电流、电感电流仿真波形；

图12是V_in＝264V时，定占空比控制DCM Boost功率因数校正变换器的输入电压、输入电流、电感电流仿真波形；

图13是V_in＝110V时，本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的输入电压、输入电流、电感电流仿真波形；

图14是V_in＝264V时，本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的输入电压、输入电流、电感电流仿真波形；

上述附图主要符号名称：v_in为输入交流电压，有v_rec为整流后的输入电压，有ω为输入交流电压角频率。V_in为输入电压有效值。i_in为输入电流。i_L为电感电流。L为Boost变换器升压电感。Q为开关管。VD为二极管。C为Boost变换器输出电容。R为负载。V_o为输出电压。 P_i为控制脉冲类型。D_i为控制脉冲P_i所对应的占空比。T_s为变换器开关周期。 T_line为工频周期。V_i为输入电压边界。v_gs为开关管驱动信号。

具体实施方式

下面通过具体的实例并结合附图做进一步详细的描述。

图1是本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的系统结构框图，由图1 可知控制电路由三部分组成：输入电压判断器100、控制脉冲产生器200、控制脉冲选择器300。

控制脉冲产生器200由一个误差放大器201、n+1个控制脉冲系数k_i(i＝0,1,2,…,n)与n+1个比较器组成，控制脉冲产生器200检测输出电压V_o，并由误差放大器201得到输出电压误差反馈信号V_EA，误差放大器的输出端与n+1个比例系数k_i(i＝0,1,2,…,n)连接，得到n+1个控制信号V_{con_i}(i＝0,1,2,…,n)，在通过与锯齿波v_saw进行比较，得到n+1个控制脉冲P_i(i＝0,1,2,…,n)，其中n+1个比较器的输出端分别与控制脉冲选择器300中的n+1个与门连接。输入电压判断器100由n+1个比较器与n个D触发器组成，控制脉冲选择器300由一个或门 304与n+1个与门组成。每一个开关周期开始时，输入电压判断器100中V_PC与锯齿波v_saw通过比较器101进行比较，将输入电压检测器100中全部D触发器的CLK端置1，当V₀≤v_rec＜V₁时，比较器102输出高电平，将D触发器106的D 端置1，则V_Q0为高电平，并通过控制脉冲选择器300中的与门301对控制脉冲 P₀进行选择作为Boost变换器有效控制脉冲；当V_i≤v_rec＜V_i+1时，比较器103输出低电平，将触发器107的D端置0，则V_NQi为高电平，比较器104输出高电平，将触发器108的D端置1，则V_Qi也为高电平，并通过控制脉冲选择器300中的与门303对控制脉冲P_i进行选择作为Boost变换器的有效控制脉冲；当时，比较器105输出低电平，将D触发器109的D端置0，则V_Qn为高电平，并通过与门304对控制脉冲P_n进行选择作为Boost变换器的有效控制脉冲。

DCM Boost功率因数校正变换器的占空比由输入电压判断器100、控制脉冲产生器200与控制脉冲选择器300决定。该控制方法的步骤为：1、检测输出电压V_o，与参考电压V_ref进行误差放大得到误差放大信号V_EA；2、通过n+1个比例系数k_i(i＝0,1,2,…,n)得到n+1个控制信号V_{con_i}(i＝0,1,2,…,n)，其中， V_{con_i}＝k_iV_EA，设置V_{m_max}为最大输入电压的峰值，例如：对 90V～264V AC输入电压变化范围，

M_i(i＝0,1,2,…,n)为电压边界系数，设置3、将n+1个控制信号V_{con_i}(i＝0,1,2,…,n)分别与锯齿波进行比较，产生n+1个控制脉冲P_i(i＝0,1,2,…,n)；4、在每个开关周期开始时，检测整流后的输入电压v_rec并与n+1个输入电压边界V_i(i＝0,1,2,…,n) 进行比较，设置输入电压边界V_i＝M_iV_{m_max}；5、当V₀≤v_rec＜V₁时，选择P₀作为有效控制脉冲控制开关管的导通；当V_i≤v_rec＜V_i+1时，选择P_i作为有效控制脉冲；当v_rec≥V_n时，选择P_n作为有效控制脉冲。

图2为本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的控制方法流程图，由图 2可知输入电压判断器100、控制脉冲产生器200与控制脉冲选择器300的作用在于：

1)输入电压判断器100：在每一个开关周期开始时，输入电压判断器100 将整流后的输入电压v_rec(t)与预设的n+1个输入电压边界V_i(i＝0,1,2,…,n)进行比较，以确定v_rec(t)所处的电压范围，其中

V_i＝M_iV_{m_max} (3)

式中，V_{m_max}为输入交流电压最高时的电压幅值，例如，90～264V AC输入电压范围，M_i(i＝0,1,…,n)为输入电压边界系数。M_i可采用任意一种输入电压边界系数的定义方式。为实现最优的技术效果，将单位正弦sin(ωt) 在0～π/2范围内等分为(n+1)段，如图7所示，M_i为每个相位等分点对应的单位正弦函数。

2)控制脉冲产生器200：控制脉冲产生器200检测DCM Boost功率因数校正变换器的输出电压V_o，与参考电压V_ref进行误差放大得到误差放大信号V_EA；再通过设定的(n+1)个不同的控制脉冲比例系数k_i(i＝0,1,2,…,n)，得到(n+1)个不同的控制信号V_{con_i}(i＝0,1,2,…,n)，其中V_{con_i}＝k_iV_EA，再将控制信号与锯齿波 v_saw进行比较，得到(n+1)个不同的控制脉冲P_i(i＝0,1,2,…,n)，控制脉冲P_i所对应的占空比D_i为

D_i＝k_iD_o (5)

其中，控制脉冲比例系数k_i设置为

3)控制脉冲选择器300：根据输入电压判断器的输出信号，控制脉冲选择器选择相应的控制脉冲，实现开关管的控制，其选择过程如图6所示。图6为本发明的主要波形图，其中(a)为输入电压波形，其中(b)为控制脉冲的选择过程， (c)为电感电流波形，(d)为开关管驱动波形。由图6(a)与图6(b)可知，当V₀≤v_rec＜V₁时，选择P₀作为有效控制脉冲，当V_i≤v_rec＜V_i+1时，选择P_i作为有效控制脉冲，当v_rec≥V_n时，选择P_n作为有效控制脉冲，因此可得半个工频周期内，本发明的 DCM Boost功率因数校正变换器的占空比变化函数D_PT(t)。

本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的输入电流i_in：

以为基准值，对式(8)进行标幺化，可得标幺化的输入电流i_in ^*：

其中i_{in_i} ^*为

取n＝13，根据式(3)、式(4)与式(6)可以确定本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的全部控制电路参数。表1与表2为n＝13时，输入电压边界V_i与控制脉冲比例系数k_i的取值。

表1输入电压边界V_i(伏)

表2控制脉冲系数k_i

根据上述参数，可以作出如图8所示，输出电压V_o＝400时，在半个工频周期内，不同输入电压有效值V_in所对应的输入电压与输入电流波形。由图8(a)可以看出，当V_in＝110V时，v_rec(t)只能上升到V₃，因此只使用了4种控制脉冲；当 V_in＝264V时，v_rec(t)将上升到V₁₃，因此将使用14种控制脉冲。由图8(b)可以看出，V_in＝110V与V_in＝264V时，对应的输入电流波形都非常接近与正弦形式。

图9位定占空比控制与本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的PF。由图9可知，在90～264V AC输入电压范围内，定占空比控制DCM Boost功率因数校正变换器的PF最低值为0.865，而本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的PF最低值为0.996。

图10位定占空比控制与本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的THD。由图10所示，在90～264V AC输入电压范围内，定占空比控制DCM Boost功率因数校正变换器的最大THD为58％，而本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的最大THD仅为8％。

图11与图12分别为V_in＝110V时与V_in＝264V时，定占空比控制DCM Boost 功率因数校正变换器的输入交流电压v_in、输入电流i_in、电感电流i_L的仿真波形。由图11可以看出，随着输入电压增大，输入电流畸变也随之增大。

图13与图14分别V_in＝110V时与V_in＝264V时，本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的输入交流电压v_in、输入电流i_in、电感电流i_L的仿真波形。由图14可以看出，输入电压增大时，本发明的DCM Boost功率因数校正变换器的输入电流仍接近与正弦。

Claims (1)

1.一种DCM Boost功率因数校正变换器的控制电路，其特征在于，包括输入电压判断器(100)、控制脉冲产生器(200)和控制脉冲选择器(300)；

所述输入电压判断器(100)包括第一比较器B₁₀，B₁₁，…，B_1n和D触发器D₁，D₂，…，D_n；第一比较器B₁₀的正输入端用于连接开关周期检测信号V_PC，负输入端用于连接锯齿波v_saw，输出端连接到D触发器D₁，D₂，…，D_n的CLK端；第一比较器B₁₁，…，B_1n的正输入端分别用于连接输入电压边界V_i，i＝1,2,…,n，负输入端分别用于连接DCM Boost功率因数校正变换器整流后的输入电压v_rec，输出端分别对应连接到D触发器D₁，D₂，…，D_n的D端；

所述控制脉冲产生器(200)包括误差放大器、分压网络K₀，K₁，…，K_n和第二比较器B₂₀，B₂₁，…，B_2n；误差放大器的负输入端用于连接所述DCMBoost功率因数校正变换器的输出电压V_o，正输入端用于连接参考电压V_ref，输出端连接到分压网络K₀，K₁，…，K_n的输入端；分压网络K₀，K₁，…，K_n的输出端分别对应连接到第二比较器B₂₀，B₂₁，…，B_2n的正输入端；第二比较器B₂₀，B₂₁，…，B_2n的负输入端用于连接锯齿波v_saw；所述分压网络K₀，K₁，…，K_n的比例系数分别为k₀，k₁，…k_n；

所述控制脉冲选择器(300)包括与门Y₀，Y₁，…，Y_n和或门；与门Y₁的输入端分别连接到D触发器D₁的QN端、D触发器D₂的Q端和第二比较器B₂₁的输出端；与门Y₂的输入端分别连接到D触发器D₂的QN端、D触发器D₃的Q端和第二比较器B₂₂的输出端；与门Y₃，…，Y_n-1与D触发器及第二比较器的连接关系以此类推；与门Y₀的输入端分别连接到D触发器D₁的Q端和第二比较器B₂₀的输出端；与门Y_n的输入端分别连接到D触发器D_n的QN端和第二比较器B_2n的输出端；与门Y₀，Y₁，…，Y_n的输出端分别连接到或门的输入端，或门的输出端用于连接DCM Boost功率因数校正变换器的开关管。