CN101986542A - 一种高输入功率因数的pfc控制方法及其控制电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种高输入功率因数的PFC控制方法及其控制电路。所述方法根据冲量面积相等原理控制开关管通断，使输入电感电流与正弦半波电流在每个开关周期内的冲量面积相等，以实现高功率因数(PF)，并且开关频率越高，PF值越接近于1。所述控制电路中，Boost升压变换器的电路拓扑结构与实现变占空比序列的控制电路共同构成了常用LED驱动电源的PFC级，PFC级的前级经输入滤波电容与单相二极管不控整流桥的输出端连接，PFC级的后级经输出滤波电感和输出滤波电容与常用LED驱动电源的DC/DC级连接。本发明不仅能实现很高的输入功率因数，还能减小输出电压纹波，且控制电路简单易于模拟电路实现，有利于大规模集成。

Description

一种高输入功率因数的PFC控制方法及其控制电路
技术领域
本发明涉及开关电源领域的单相功率因数校正电路，特别涉及一种高输入功率因数的PFC控制方法及其控制电路。
背景技术
传统AC-DC变换电路运行时，网侧功率因数一般都为0.6~0.7左右，并且会产生大量谐波电流，对电网造成严重危害。为满足高功率因数、抑制谐波产生的要求，通常都要加入有功率因数校正功能的PFC级。PFC级是加在整流器和负载之间的一个DC/DC开关变换器，应用电压电流反馈技术，使输入电流的波形接近正弦波，达到提高功率因数的目的。根据不同负载对电压大小的不同要求，通常需要在PFC级和负载之间加入DC/DC级以调节电压大小。
DCM Boost PFC变换器具有开关管零电流开通和升压二极管无反向恢复的优点，而且开关频率恒定。但是该变换器开关管开通期间电感电流随输入电压变化，平均值为正弦形式，但开关管关断期间电感电流平均值为非正弦形式，因而在一个开关周期内的电感电流平均值也为非正弦形式，其PF值相对较低，尤其在高压输入时。
传统的控制方法都是在定占空比控制的，应用于DCM Boost PFC变换器的常用控制方法是峰值电流控制，由于输入电流波形随Um/Uo的增大而使THD增大，需要在比较器输入端加谐波补偿。另外一种新型注入三次谐波的控制方法，由于所注入的三次谐波含量与输入电压有关，需要在线调节注入谐波量，实现方式过于复杂。
传统实现控制策略的电路都是用占空比信号与锯齿波信号比较得到，当占空比表达式比较复杂时，则需要复杂运算电路或者数字拟合简化才能得到，这样势必增加了模拟电路的负载程度或者降低了控制精度。
发明内容
本发明的目的是提供一种高输入功率因数的PFC控制方法，采用冲量面积相等原理，获得可以实现高功率因数的变占空比控制序列，解决了传统PFC控制方法复杂、精度不高的问题，在提高功率因数的同时还获得较小的输出电压纹波和较高的效率。本发明通过以下技术方案实现：
一种高输入功率因数的PFC控制方法，采用Boost升压变换器的电路拓扑结构，根据冲量面积相等原理，用变占空比控制序列来控制电力电子开关的通断，进行高频有源功率因数校正，使输入电感电流与正弦半波电流在每个开关周期内的冲量面积相等，从而实现输入电流的正弦化，使输入功率因数接近于1。 
上述的PFC控制方法，所述Boost升压变换器的电路拓扑结构包括电感、开关管和二极管，所述电感的一端与单相二极管不控整流桥的正输出端连接，电感的另一端与开关管的漏极连接，开关管的源极与单相二极管不控整流桥的负输出端连接，开关管的门极与脉宽调节驱动器的输出端连接；同时，电感的另一端与二极管阳极连接，二极管的阴极经输出滤波电感与DC/DC级连接。
上述的PFC控制方法，所述变占空比控制序列是根据冲量面积相等原理得出的，具体包括：将每半个交流侧输入电流周期等分成n个小时间段，每个时间段的宽度为开关周期                                                
Figure 471249DEST_PATH_IMAGE001
，对每个开关周期时间段，使电感电流波形的积分面积
Figure 308755DEST_PATH_IMAGE002
等于标准正弦半波在该时间段的积分面积
Figure 874865DEST_PATH_IMAGE003
，即，其中
Figure 412474DEST_PATH_IMAGE005
              (1)
Figure 799593DEST_PATH_IMAGE006
          (2)
Figure 841498DEST_PATH_IMAGE007
是电感电流峰值，
Figure 935356DEST_PATH_IMAGE008
是电感电流断续模式（DCM）下各开关周期的导通占空比，是断续模式下各开关周期中电感电流下降时间占空比，
Figure 278930DEST_PATH_IMAGE010
是单相二极管不控整流桥（B）的输出电压，
Figure 390105DEST_PATH_IMAGE011
是PFC级的输出电压，
Figure 400787DEST_PATH_IMAGE012
是Boost升压变换器的电路拓扑结构（1）中电感（L）的感抗值，
Figure 306426DEST_PATH_IMAGE013
是输入电压峰值，
Figure 402558DEST_PATH_IMAGE014
是输入电压角频率，
Figure 786266DEST_PATH_IMAGE015
是理想输入正弦输入电流幅值，
Figure 854716DEST_PATH_IMAGE016
是标准正弦半波在各开关周期时间段的中间弧度值，
Figure 993573DEST_PATH_IMAGE017
是输出功率，由（1）、（2）式相等得
Figure 514684DEST_PATH_IMAGE018
                       (3)
（3）式就是根据冲量相等原理得到的关于占空比序列的平方的表达式。
上述的PFC控制方法，根据（3）式变换可得
Figure 702083DEST_PATH_IMAGE019
                (4)
在每个开关周期内，对时间t计时，直到某一时刻使（4）式成立，这时即为关断开关管的时刻。
本发明实现上述PFC控制方法的控制电路，包括输入电压检测电路、输出电压检测电路、模拟运算电路和脉冲调节驱动器；所述输入电压检测电路的输入电压取样电阻连接在输入滤波电容Cin两端，输入电压检测电路的输入电压取样电阻为串联的第一电阻和第二电阻，所述第一电阻和第二电阻之间是第一取样点，第一取样点与模拟运算电路中减法器的一个输入端连接；所述输出电压检测电路的输出电压取样电阻连接在Boost升压变换器的电路拓扑结构中二极管的阴极和地之间，输出电压检测电路的输出电压取样电阻为串联的第三电阻和第四电阻，所述第三电阻和第四电阻之间是第二取样点，第二取样点与模拟运算电路中减法器的另一个输入端以及除法器的一个输入端连接；所述模拟运算电路包括减法器、除法器、乘法器、锯齿波信号发生器和比较器，其中，减法器的输出端与除法器的另一个输入端连接，除法器的输出端与比较器的一个输入端连接；锯齿波信号与乘法器的两个输入端连接以计算平方值，乘法器的常数项（K）为，乘法器的输出端接比较器的另一个输入端，比较器的输出端与脉冲调节驱动的输入端连接。
上述的控制电路，模拟运算电路中的锯齿波信号为能周期清零的时钟信号，锯齿波的斜率在数值上等于
Figure 946517DEST_PATH_IMAGE013
，周期为。
上述的控制电路与Boost升压变换器的电路拓扑结构共同构成了常用LED驱动电源的PFC级，PFC级的前级经输入滤波电容Cin与单相二极管不控整流桥的输出端连接，PFC级的后级经输出滤波电感和输出滤波电容与常用LED驱动电源的DC/DC级连接。
与现有技术相比本发明具有如下优点：解决了传统DCM Boost PFC变换器存在电流脉动大，功率因数低的确定，可以在整个输入电压范围内使功率因数提高至接近于1；控制电路实现容易，抛弃原有的与时间锯齿波相比较得占空比的方法，应用时间锯齿波信号的自乘代替原本要用的开放电路或者拟合简化，使控制电路更简单、控制策略更精确，只用一些基本的模拟运算电路实现，有利于大规模集成；与定占空比控制相比，不仅能使输入功率因数接近1，还能减小输出电压纹波，使输出电压接近于稳定。
将这种控制电路应用于LED驱动电源的PFC级，不仅高功率因数可以实现高效率的照明供电，而且输出电压纹波的减小能够降低对输出电容容量的要求，这样就可以用寿命较长的陶瓷电容或薄膜电容代替体积大寿命短的大电解电容，从整体上提高LED驱动电源的寿命。
附图说明
图1是PFC级为带变占空比控制的LED驱动电路。
图2是低压输入时输入电流波形图。
图3是低压输入时电感电流波形图。
图4是高压输入时输入电流波形图。
图5是高压输入时电感电流波形图。
图6是低压输入时功率因数图。
图7是高压输入时功率因数图。
图8是低压输入时输出电压波形图。
图9是高压输入时输出电压波形图。
图10是低压输入时输出电压稳态纹波放大图。
图11是高压输入时输出电压稳态纹波放大图。
具体实施方式
以下是结合PFC级为带变占空比控制的LED驱动电路，如附图1，对本发明技术方案的具体实施作进一步详细说明，但本发明的实施和保护范围不限于此。
LED驱动电路的基本结构由输入电源、不控整流桥、输入滤波、PFC级、输出滤波、DC/DC级、LED灯负载各个部分依次连接而成。
令输入电压为
Figure 8331DEST_PATH_IMAGE021
，那么经不控整流桥的输出电压为
Figure 785794DEST_PATH_IMAGE022
。
在一个开关周期内，电感电流峰值为：
Figure 266454DEST_PATH_IMAGE023
                   （5）
其中
Figure 496578DEST_PATH_IMAGE024
表示开关导通占空比。
在每个开关周期内，由电感两端的伏秒数相等得：
Figure 291359DEST_PATH_IMAGE025
                        （6）
其中
Figure 985645DEST_PATH_IMAGE026
表示开关周期中电感电流下降时间的占空比。
由（6）可得：
Figure 574890DEST_PATH_IMAGE027
                    （7）
根据（5）和（6）式可得
Figure 557889DEST_PATH_IMAGE028
          （8）
那么输入电流为：
                    （9）
将
Figure 439575DEST_PATH_IMAGE030
标幺化，取基值为
Figure 465299DEST_PATH_IMAGE031
，故
Figure 732333DEST_PATH_IMAGE032
                     (10)
可见，输入电流的波形只与Boost变换器的变比有关，
Figure 603337DEST_PATH_IMAGE033
越小，输入电流波形越接近正弦函数，PF值越高。反之，输入电压幅值越接近输出电压幅值，PF值越低，这就限制了输入电压的幅值，不利于功率因数调节。
所述Boost升压变换器的电路拓扑结构1包括电感L、开关管Q和二极管D，所述电感L的一端与单相二极管不控整流桥B的正输出端连接，电感L的另一端与开关管Q的漏极连接，开关管Q的源极与单相二极管不控整流桥B的负输出端连接，开关管Q的门极与脉宽调节驱动器5的输出端连接；同时，电感L的另一端与二极管D阳极连接，二极管D的阴极经输出滤波电感Lo与DC/DC级连接。
因此，本发明提出一种基于冲量面积相等原理的变占空比控制方法，以实现宽输入电压范围内的高输入功率因数，具体实施方法如下：
将每半个交流侧输入电流周期等分成n个小时间段，每个时间段的宽度为开关周期
Figure 209899DEST_PATH_IMAGE001
，对每个开关周期时间段，使电感电流波形的积分面积
Figure 468842DEST_PATH_IMAGE002
等于标准正弦半波在该时间段的积分面积，即
Figure 835549DEST_PATH_IMAGE004
，其中
Figure 358934DEST_PATH_IMAGE005
              (1)
Figure 460883DEST_PATH_IMAGE006
          (2)
是电感电流峰值，
Figure 180894DEST_PATH_IMAGE008
是电感电流断续模式下各开关周期的导通占空比，是断续模式下各开关周期中电感电流下降时间占空比，
Figure 97214DEST_PATH_IMAGE010
是单相二极管不控整流桥B的输出电压，是PFC级的输出电压，
Figure 780317DEST_PATH_IMAGE012
是Boost升压变换器的电路拓扑结构1中电感L的感抗值，是输入电压峰值，
Figure 722045DEST_PATH_IMAGE014
是输入电压角频率，
Figure 875946DEST_PATH_IMAGE015
是理想输入正弦输入电流幅值，
Figure 758451DEST_PATH_IMAGE016
是标准正弦半波在各开关周期时间段的中间弧度值，是输出功率，由（1）、（2）式相等得
Figure 663270DEST_PATH_IMAGE018
                       (3)
（3）式就是根据冲量相等原理得到的关于占空比序列的平方的表达式。
实现变占空比序列的控制电路是根据（3）式变换得到的，即
Figure 101205DEST_PATH_IMAGE019
                (4)
在每个开关周期内，对时间t计时，直到某一时刻使（4）式成立，这时即为关断开关管的时刻。
通过求解可以得到一个关于占空比
Figure 725084DEST_PATH_IMAGE008
的序列，使每个开关周期内的输入电流波形为正弦波，从而实现PF=1。
由冲量面积相等原理计算得到的（3）式就是关于占空比序列的平方的表达式。传统的控制电路实现是构造(3)表达式的占空比电路，再与锯齿波比较得占空比信号，那样会因为表达式有根式存在，而使控制电路很复杂，而如果要消去根式就必须要通过泰勒展开来拟合简化，那样会降低控制的精确度。所以本发明中控制电路的实现通过对（3）式化简得到（4）式，利用对（4）式两端信号量的比较得到所需控制信号。
如图1，实现变占空比序列的控制电路包括输入电压检测电路2、输出电压检测电路3、模拟运算电路4和脉冲调节驱动器5；所述输入电压检测电路2的输入电压取样电阻连接在输入滤波电容Cin两端，输入电压检测电路2的输入电压取样电阻为串联的第一电阻R1和第二电阻R2，所述第一电阻R1和第二电阻R2之间是第一取样点a，第一取样点a与模拟运算电路4中减法器的一个输入端连接；所述输出电压检测电路3的输出电压取样电阻连接在Boost升压变换器的电路拓扑结构1中二极管D的阴极和地之间，输出电压检测电路3的输出电压取样电阻为串联的第三电阻R3和第四电阻R4，所述第三电阻R3和第四电阻R4之间是第二取样点b，第二取样点b与模拟运算电路4中减法器的另一个输入端以及除法器的一个输入端连接；所述模拟运算电路4包括减法器、除法器、乘法器、锯齿波信号发生器和比较器，其中，减法器的输出端与除法器的另一个输入端连接，除法器的输出端与比较器的一个输入端连接；锯齿波信号发生器与乘法器的两个输入端连接以计算平方值，乘法器的常数项K为
Figure 869758DEST_PATH_IMAGE020
；乘法器的输出端接比较器的另一个输入端，比较器的输出端与脉冲调节驱动器5的输入端连接。模拟运算电路4中的锯齿波信号为能周期清零的时钟信号，时钟信号斜率在数值上等于
Figure 983207DEST_PATH_IMAGE013
，周期为
Figure 846121DEST_PATH_IMAGE001
，使得锯齿波信号发生器产生的信号表达式为
Figure 70429DEST_PATH_IMAGE034
，并且每个周期清零一次。
上述的控制电路与Boost升压变换器的电路拓扑结构共同构成了常用LED驱动电源的PFC级，PFC级的前级经输入滤波电容Cin与单相二极管不控整流桥的输出端连接，PFC级的后级经输出滤波电感和输出滤波电容与常用LED驱动电源的DC/DC级连接。
将这种可以实现变占空比控制的PFC级应用到LED驱动电源中，当输入低电压时，输入电流波形如附图2所示，经整流后电感上的电流波形如附图3所示，从波形上就可以直观的看出正弦化效果很好。当输入高电压时，输入电流波形如附图4所示，与附图2相比在电流过零处有一点小畸变，经整流后电感上的电流波形如附图5所示，其正弦化效果相对附图3在正弦波峰值上有一点失真。从低、高压输入时的PF值图来看，功率因数都在0.99以上，如附图6和附图7。低压输入时和高压输入时的输出电压波形如附图8和附图9所示，可以看出输出电压稳定响应速度快，在从输出电压稳态波动图中可以看出输出纹波值都不到4.5V，而且输入电压升高，输出电压纹波值增加不显著，如附图10和附图11。
经上述分析，将这种基于冲量相等原理的变占空比控制方法应用于LED驱动电源的PFC级，不仅功率因数高，而且适用于宽输入电压，输出电压纹波小，降低了对输出电容容量的要求，可以用寿命较长的陶瓷电容或薄膜电容代替体积大寿命短的大电解电容，整体上提高LED驱动电源的寿命。

Claims (5)

1.一种高输入功率因数的PFC控制方法，其特征在于，采用Boost升压变换器的电路拓扑结构，根据冲量面积相等原理，用变占空比控制序列来控制电力电子开关的通断，进行高频有源功率因数校正，使输入电感电流与正弦半波电流在每个开关周期内的冲量面积相等，从而实现输入电流的正弦化，使输入功率因数接近于1。
2.如权利要求1所述的一种高输入功率因数的PFC控制方法，其特征在于所述Boost升压变换器的电路拓扑结构（1）包括电感（L）、开关管（Q）和二极管（D），所述电感（L）的一端与单相二极管不控整流桥（B）的正输出端连接，电感（L）的另一端与开关管（Q）的漏极连接，开关管（Q）的源极与单相二极管不控整流桥（B）的负输出端连接，开关管（Q）的门极与脉宽调节驱动器（5）的输出端连接；同时，电感（L）的另一端与二极管（D）阳极连接，二极管（D）的阴极经输出滤波电感（Lo）与DC/DC级连接。
3.如权利要求1或2所述的一种高输入功率因数的PFC控制方法，其特征在于所述变占空比控制序列是根据冲量面积相等原理得出的，具体包括：将每半个交流侧输入电流周期等分成n个小时间段，每个时间段的宽度为开关周期                                                ，对每个开关周期时间段，使电感电流波形的积分面积
Figure 131527DEST_PATH_IMAGE002
等于标准正弦半波在该时间段的积分面积
Figure DEST_PATH_IMAGE003
，即
Figure 924034DEST_PATH_IMAGE004
，其中
Figure DEST_PATH_IMAGE005
              (1)
Figure 641454DEST_PATH_IMAGE006
          (2)
Figure DEST_PATH_IMAGE007
是电感电流峰值，
Figure 912030DEST_PATH_IMAGE008
是电感电流断续模式下各开关周期的导通占空比，
Figure DEST_PATH_IMAGE009
是断续模式下各开关周期中电感电流下降时间占空比，
Figure 664085DEST_PATH_IMAGE010
是单相二极管不控整流桥（B）的输出电压，
Figure DEST_PATH_IMAGE011
是PFC级的输出电压，
Figure 424230DEST_PATH_IMAGE012
是Boost升压变换器的电路拓扑结构（1）中电感（L）的感抗值，
Figure DEST_PATH_IMAGE013
是输入电压峰值，是输入电压角频率，
Figure DEST_PATH_IMAGE015
是理想输入正弦输入电流幅值，
Figure 703213DEST_PATH_IMAGE016
是标准正弦半波在各开关周期时间段的中间弧度值，
Figure DEST_PATH_IMAGE017
是输出功率，由（1）、（2）式相等得
Figure 309775DEST_PATH_IMAGE018
                       (3)
（3）式就是根据冲量相等原理得到的关于占空比序列的平方的表达式；对（3）式作以下变换：
Figure DEST_PATH_IMAGE019
                (4)
这样，在每个开关周期内，对时间t计时，直到某一时刻（4）式成立，这时即为关断开关管的时刻。
4.实现权利要求1所述控制方法的控制电路，其特征在于包括输入电压检测电路（2）、输出电压检测电路（3）、模拟运算电路（4）和脉冲调节驱动器（5）；所述输入电压检测电路（2）的输入电压取样电阻连接在输入滤波电容Cin两端，输入电压检测电路（2）的输入电压取样电阻为串联的第一电阻（R1）和第二电阻（R2），所述第一电阻（R1）和第二电阻（R2）之间是第一取样点（a），第一取样点（a）与模拟运算电路（4）中减法器的一个输入端连接；所述输出电压检测电路（3）的输出电压取样电阻连接在Boost升压变换器的电路拓扑结构（1）中二极管（D）的阴极和地之间，输出电压检测电路（3）的输出电压取样电阻为串联的第三电阻（R3）和第四电阻（R4），所述第三电阻（R3）和第四电阻（R4）之间是第二取样点（b），第二取样点（b）与模拟运算电路（4）中减法器的另一个输入端以及除法器的一个输入端连接；所述模拟运算电路（4）包括减法器、除法器、乘法器、锯齿波信号发生器和比较器，其中，减法器的输出端与除法器的另一个输入端连接，除法器的输出端与比较器的一个输入端连接；锯齿波信号发生器与乘法器的两个输入端连接以计算平方值，乘法器的常数项（K）为
Figure 240822DEST_PATH_IMAGE020
；乘法器的输出端接比较器的另一个输入端，比较器的输出端与脉冲调节驱动器（5）的输入端连接。
5.如权利要求4所述的控制电路，其特征在于模拟运算电路（4）中的锯齿波信号为能周期清零的时钟信号，时钟信号斜率在数值上等于
Figure 932834DEST_PATH_IMAGE013
，周期为
Figure 669846DEST_PATH_IMAGE001
，使得锯齿波信号发生器产生的信号表达式为
Figure DEST_PATH_IMAGE021
，并且每个周期清零一次。
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