CN102545565A - 一种低输出工频纹波的单级高功率因数校正变换方法及其装置 - Google Patents

一种低输出工频纹波的单级高功率因数校正变换方法及其装置 Download PDF

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高建龙
张斐
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Abstract

本发明公开了一种实现低输出工频纹波的单级高功率因数校正变换方法及其装置。单相PFC变换器的直流输出电容与DC/DC变换器的输出电容串联，控制DC/DC变换器的输出电压来补偿单相PFC变换器直流输出电压的二倍工频纹波，进而降低甚至消除单相PFC变换器直流输出电压的纹波成分，并提高PFC变换器的动态响应速度。本发明在实现了高功率因数的同时消除了单相PFC变换器的输出工频纹波电压(电流)，提高了系统的动态响应，同时也克服了传统两级功率因数校正变换器效率低、成本高的问题。

Description

一种低输出工频纹波的单级高功率因数校正变换方法及其装置
技术领域
本发明涉及输出串联DC-DC实现低输出工频纹波的单级高功率因数校正变换方法及其装置，尤其涉及消除工频纹波的高功率因数单级AC/DC隔离和非隔离式开关变换方法。
背景技术
近年来，电力电子技术迅速发展，作为电力电子领域重要组成部分的电源技术逐渐成为应用和研究的热点。电源作为各种电子设备必不可少的组成部分，其性能的优劣直接关系到整个系统安全性和可靠性的高低。随着电力电子器件制造技术和变流技术的进步，开关电源以其效率高、功率密度高而确立了其在电源领域中的主流地位。开关电源多数是通过整流器接入电网的，传统的整流器是由二极管或晶闸管组成的一个非线性电路。因此，传统的开关电源存在一个致命的弱点，即功率因数较低(一般仅为0.45～0.75)，它在电网中会产生大量的电流谐波和无功功率而污染电网，开关电源现已成为电网中最主要的谐波源之一。针对高次谐波的危害，从1992年起国际上开始以立法的形式限制高次谐波，传统整流器因谐波远远超标而面临前所未有的挑战。抑制开关电源产生谐波的方法主要有两种：一是被动法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或消除谐波；二是主动法，即设计新一代高性能整流器，它具有输入电流为正弦波、谐波含量低以及功率因数高等特点，即具有功率因数校正功能。开关电源功率因数校正研究的重点，主要是功率因数校正电路拓扑的研究和功率因数校正控制集成电路的开发。现有Buck、Boost、Buck-Boost等多种功率因数校正电路拓扑结构。功率因数校正控制集成电路负责检测变换器的工作状态，并产生脉冲信号控制开关装置，调节传递给负载的能量以稳定输出；同时保证开关电源的输入电流跟踪电网输入电压，实现接近于1的功率因数。
传统的有源功率因数校正变换器其直流输出电压包含有二倍工频纹波，若二倍工频输出电压纹波被引入功率因数校正控制器中，会使功率因数校正变换器的输入电流含有三次谐波电流成分，降低了功率因数校正变换器的输入功率因数。因此传统有源功率因数校正变换器的直流输出电压反馈控制环截止频率低(一般仅为10～20Hz)，这严重影响功率因数校正变换器对负载变化的动态响应能力。此外，由于有源功率因数校正变换器的直流输出电压纹波较大，需在功率因数校正变换器输出端再接一个DC/DC变换器来提高负载直流输出电压的稳态精度和对负载变化的动态响应能力。
发明内容
在高功率因数的应用电路中，输入电流严格跟踪输入交流电压，交流输入侧的输入功率也是变化的，其变化频率为交流输入电压频率的两倍，经过功率变换后，直流输出端滤波器上会有两倍工频纹波；并且实现了高功率因数的AC/DC变换器带宽较小，动态性能差，纹波通常是额定输出的2％～20％。本发明的目的是提供一种输出串联DC/DC实现低输出工频纹波的单级高功率因数校正变换器设计方法，且其动态响应性能好、效率高，适用于各种拓扑结构的单相PFC变换器。
所采用的技术方案是：
一种低输出工频纹波的单级高功率因数校正变换方法，单相PFC变换器的直流输出电容与DC/DC变换器的输出电容串联，控制DC/DC变换器的输出电压来补偿单相PFC变换器直流输出电压的二倍工频纹波，进而降低甚至消除单相PFC变换器直流输出电压的纹波成分，并提高PFC变换器的动态响应速度。
单相PFC变换器的直流输出电容与DC/DC变换器的直流输出电容串联后，再与负载并联。其中，PFC变换器拓扑为常见的Boost变换器、全桥变换器、反激变换器等隔离型与非隔离型PFC变换拓扑，控制策略包括平均电流控制、单周控制等；DC/DC拓扑为Buck，Boost等拓扑，控制策略可以为峰值电流模式控制、电压模式控制等。通过采样单相PFC变换器直流输出电压与DC/DC变换器直流输出电容地之间的电压差，作为DC/DC变换器的参考信号，控制DC/DC变换器的输出电压，用于补偿单相PFC变换器的直流输出电容上的二倍工频纹波。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1、相对于已有的功率因数校正变换器，采用本发明的功率因数校正变换器工作于稳态时，有效地减小了负载的直流输出电压纹波，有利于变换器整流滤波电路选用较小的输出电容。2、采用发明的功率因数校正变换器可提高输出电压反馈控制环的截止频率，因此负载发生突变时，补偿DC/DC变换器可快速的响应，提高系统的动态性能。3、采用发明的功率因数校正变换器无需后级的DC/DC变换器，仅需要一个小功率的直流输出纹波补偿变换器，提高了变换器整机的效率，降低了变换器整机的成本。
本发明的另一目的是提供一种实现以上控制方法的装置。所采用的技术方案是：
低输出工频纹波的单级高功率因数校正控制装置，其特征在于：单相PFC变换器直流输出电容C1的上端接负载R的上端，单相PFC变换器直流输出电容C1的下端接DC/DC变换器直流输出电容C2的上端，DC/DC变换器直流输出电容C2的下端接负载R的下端，同时负载R的下端接地。
这样，单相PFC变换器直流输出电容C1的上端接负载R的上端，单相PFC变换器直流输出电容C1的下端接DC/DC变换器直流输出电容C2的上端，DC/DC变换器直流输出电容C2的下端接负载R的下端，同时负载R的下端接地。DC/DC变换器控制单元的参考电压Vref1是相对于Vout-的直流电压，反馈电压为Vout+。其中Vout+和Vout-是最终负载侧两端的电压。DC/DC变换器的输入电压为储能电容C3电压，储能电容C3通过单相PFC变换器的电感耦合绕组方式，利用C4、D3、D2来获得能量，其中D3的阳极接DC/DC变换器的参考地Vout-。其控制方式可以是峰值电流模式控制等，得到功率开关Q2的控制脉冲信号。单相PFC变换器控制单元的参考电压Vref2是相对于C1与C2的连接点PFC_GND，也是PFC控制器的相对参考地。其反馈电压为Vout+与PFC_GND之间的压差。其控制方式可以是平均电流模式控制、单周期控制等，得到功率开关Q1的控制脉冲信号。
采用以上装置可以方便可靠地实现本发明以上方法。
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
附图说明
图1为本发明的系统结构框图。
图2为本发明实施例一非隔离型AC/DC变换器电路结构示意图
图3，4，5为实施例一的一种应用电路的仿真波形，仿真条件输入电压110Vac/50Hz，最大负载200W。Boost PFC工作在CCM模式，采用平均电流模式控制；纹波补偿DC/DC变换器为峰值电流模式控制。
图3为满载情况下(200W)纹波补偿DC/DC变换器输出电压(PFC_GND-(Vout-))、Boost PFC  变换器输出电压((Vout+)-PFC_GND)、及最终负载端电压((Vout+)-(Vout-))。可见DC/DC变换器的输出电压纹波与Boos t PFC变换器的输出电压纹波反向，幅值相等，从而在负载端实现了低的输出二倍工频纹波电压。
图4为满负载情况下(200W)交流输入电压与交流输入电流的波形，可见输入电流很好的跟踪了输入电压。
图5为输出功率从100W突变到200W时，负载电流(I_R)和负载电压(Vout+)的波形，可见该发明很好的提高了系统的动态性能。
图6为本发明实施例二隔离型AC/DC变换器电路结构示意图。
具体实施方式
实施例一
图2示出，本发明的一种具体实施方式为，一种开关电源的控制方法，采用非隔离型AC/DC变换方式，其具体作法是：
交流输入Vac经过EMI和整流桥Dbridge，接Boost PFC电路。单相Boost PFC变换器直流输出电容C1的上端接负载R的上端，单相Boost PFC变换器直流输出电容C1的下端接Buck DC/DC变换器输出电容C2的上端，Buck DC/DC变换器输出电容C2的下端接负载R的下端，同时负载R的下端接地。Buck DC/DC变换器控制单元的参考电压Vref1是相对于Vout-的直流电压；反馈电压为Vout+。其中Vout+和Vout-是最终负载侧两端的电压。Buck DC/DC变换器的输入电压为储能电容C3电压，储能电容C3利用单相Boost PFC变换器的电感耦合绕组，通过C4、D3、D2来获得能量，其中D3的阳极接BuckDC/DC变换器的参考地Vout-。其控制方式可以是峰值电流模式控制等，得到功率开关Q2控制脉冲信号。单相Boost PFC变换器参考电压Vref2是相对于C1与C2的连接点PFC_GND，也是Boost PFC控制器的相对参考地。其反馈电压为Vout+与PFC_GND之间的压差。其控制方式可以是平均电流模式控制、单周期控制等，得到功率开关Q1控制脉冲信号。
实施例二
图6示出，本发明的一种具体实施方式为，一种开关电源的控制方法，采用隔离型单相全桥PFC变换器，其具体作法是：本例中，采用隔离型的AC/DC单相全桥功率因数校正电路，并设计独立的隔离反馈控制通道。补偿用DC/DC变换器采用Buck拓扑结构。单相全桥PFC变换器直流输出电容C1的上端接负载R的上端，单相全桥PFC变换器直流输出电容C1的下端接Buck DC/DC变换器输出电容C2的上端，Buck DC/DC变换器输出电容C2的下端接负载R的下端，同时负载R的下端接地。参考电压与反馈电压的通路与实施案例一类似。BuckDC/DC变换器的输入电压E1，可以由单独的隔离变换器供电，如flyback等拓扑结构。
显然，以上的以单相PFC变换器的直流输出电容与DC/DC变换器的输出电容串联，控制DC/DC变换器的输出电压来补偿单相PFC变换器直流输出电压的二倍工频纹波的方法，可以用单相PFC变换器的直流输出电容与DC/DC变换器的输出电容并联，控制DC/DC变换器的输出电流来补偿单相PFC变换器直流输出电流的二倍工频纹波的方法对称的实现。

Claims (7)

1.一种低输出工频纹波的单级高功率因数校正变换方法，其特征在于，单相PFC变换器的直流输出电容与DC/DC变换器的输出电容串联，控制DC/DC变换器的输出电压来补偿单相PFC变换器直流输出电压的二倍工频纹波，进而降低甚至消除单相PFC变换器直流输出电压(电流)的纹波成分，并提高PFC变换器的动态响应速度。
2.如权利要求1所述的低输出工频纹波的单级高功率因数校正变换方法，其特征在于，所述的DC/DC变换器的控制方法是：
DC/DC变换器控制单元的参考电压Vref1是相对于Vout-的直流电压，反馈电压为Vout+；其中Vout+和Vout-是最终负载侧两端的电压；DC/DC变换器的输入电压为储能电容C3，通过单相PFC变换器的电感耦合绕组方式，利用C4、D3、D2来取电，其中D3的阳极接DC/DC变换器的参考地Vout-；其控制方式可以是峰值电流模式控制等，得到功率开关Q2的控制脉冲信号。
3.如权利要求1所述的实现低输出工频纹波的单级高功率因数校正变换方法，其特征在于，所述的DC/DC变换器的控制方法是：
DC/DC变换器控制单元的参考电压Vref1是相对于Vout-的直流电压，反馈电压为C1与C2连接点PFC_GND与Vout-之间的压差；检测单相PFC变换器的交流输入电压，经过倍频电路倍频后与负载电流相乘，再经过直流偏置电路后得到DC/DC变换器的控制参考电压；其控制方式可以是峰值电流模式控制，得到功率开关Q2的控制脉冲信号。
4.如权利要求1所述的实现低输出工频纹波的单级高功率因数校正变换方法，其特征在于，所述的DC/DC变换器的控制方法是：
DC/DC变换器控制单元的参考电压Vref1是相对于Vout-的直流电压，反馈电压为C1与C2连接点PFC_GND与Vout-之间的压差；检测单相PFC变换器的直流输出电压，经过隔直电路后，再经过直流偏置电路后得到DC/DC变换器的控制参考电压；其控制方式可为峰值电流模式控制，得到功率开关Q2的控制脉冲信号。
5.如权利要求1所述的低输出工频纹波的单级高功率因数校正变换方法，其特征在于，所述的单相PFC变换器的控制方法是：
单相PFC变换器控制单元的参考电压Vref2是相对于C1与C2的连接点PFC_GND，也是PFC控制器的相对参考地；其反馈电压为Vout+与PFC_GND之间的压差；其控制方式可以是平均电流模式控制、单周期控制，得到功率开关Q1的控制脉冲信号。
6.一种实现权利要求或1或2或3或4或5所述的低输出工频纹波的单级高功率因数校正变换方法的低输出工频纹波的单级高功率因数校正变换装置，由整流滤波器，单相PFC变换器，DC/DC变换器组成，其特征在于：单相PFC变换器直流输出电容C1的上端接负载R的上端，单相PFC变换器直流输出电容C1的下端接DC/DC变换器直流输出电容C2的上端，DC/DC变换器直流输出电容C2的下端接负载R的下端，同时负载R的下端接地。
7.如权利要求6所述的低输出工频纹波的单级高功率因数校正变换装置，其中单相PFC变换器拓扑为常见的Boost变换器、Buck变换器、全桥变换器、反激变换器；控制策略包括平均电流控制、峰值电流控制、单周控制；DC/DC变换器可以为Buck，Boost变换器拓扑。
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