CN117595644A - 一种基于纹波反向补偿的无电解电容v2g变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种基于纹波反向补偿的无电解电容V2G变换器。包括无整流桥PFC单元、双极性PWM变换单元、三端口直流变压器和双极性PWM控制单元，双极性PWM控制单元用于根据U _o、U _{o_ref}、U _dc、U _{dc_ref}向双极性PWM变换单元输出双极性PWM控制信号，使变换器的输入输出满足U _DCX=NU _o，U _p=U _dc‑U _DCX。本结构可消除电解电容，提高系统功率密度及寿命，同时可实现宽范围调压及高能效的要求。

Description

一种基于纹波反向补偿的无电解电容V2G变换器

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种基于纹波反向补偿的无电解电容V2G变换器。

背景技术

在汽车产业向节能与新能源汽车转型的大背景下，电动汽车规模化的发展使其构成了容量可观的储能装置，在智能电网中可以作为移动储能装置改善电网系统，使得V2G（Vehicle to Grid，V2G车网互动）技术成为研究热点。V2G 变换器常采用两级架构，中间级大多需要电解电容，降低了系统的使用寿命和可靠性。而后级DC/DC 变换器需要实现宽范围调压及高能效的要求，LLC谐振 变换器作为直流变压器（DCX），能实现全负载范围内一次侧开关管ZVS和二次侧开关管ZCS，可以使其效率最大化，具有高效工作特性，但无法调节输出电压，存在调压困难的问题，而级联型 变换器虽然可实现宽调压范围但整体效率不高。

在现有的诸多高频软开关调压拓扑架构中，基于DCX的部分功率调节型拓扑很好的解决了单级LLC谐振 变换器调压困难和级联型调压拓扑效率及功率密度低的问题。但由于只有母线电压一个调节 端口端口，限制了调压范围，并且PWM 变换器所调节的部分功率大小不可灵活控制，设计成宽范围输入时会严重的牺牲效率和功率密度，存在进一步提升的空间。

发明内容

本发明的目的就是针对现有技术的缺陷，提供一种基于纹波反向补偿的无电解电容V2G变换器，可消除电解电容，提高系统功率密度及寿命，同时可实现宽范围调压及高能效的要求。

本发明一种基于纹波反向补偿的无电解电容V2G变换器，包括无整流桥PFC单元、双极性PWM变换单元、三端口直流变压器和双极性PWM控制单元，所述双极性PWM变换单元一端与所述无整流桥PFC单元连接，另一端与所述三端口直流变压器连接，所述无整流桥PFC单元用于将输入交流电压转换为直流母线电压U_dc输出，所述双极性PWM控制单元用于根据V2G变换器输出电压U_o、V2G变换器输出电压参考信号U_{o_ref}、直流母线电压U_dc、直流母线电压参考信号U_{dc_ref}向所述双极性PWM变换单元输出双极性PWM控制信号，使变换器的输入输出满足U_DCX=NU_o，U_p=U_dc-U_DCX，其中，U_DCX为三端口直流变压器的输入电压，U_p为双极性PWM变换单元的输出电压，N为三端口直流变压器输入输出变比。

较为优选的，还包括PFC控制单元，所述PFC控制单元用于根据直流母线电压U_dc、直流母线电压参考信号U_{dc_ref}向无整流桥PFC单元输出PFC单元开关占空比控制信号。

较为优选的，所述双极性PWM控制单元包括第一减法器、第一电压控制器、第一加法器、第二减法器、第二电压控制器、第一PWM控制单元，所述V2G变换器输出电压U_o、V2G变换器输出电压参考信号U_{o_ref}与所述第一减法器的输入端连接，所述第一减法器的输出端与所述第一电压控制器的输入端连接，所述第一电压控制器的输出端以及ΔU_dc均与所述第一加法器的输入端连接，所述第一加法器的输出端以及U_p均与所述第二减法器的输入端连接，所述第二减法器的输出端与所述第二电压控制器的输入端连接，所述第二电压控制器的输出端与所述第一PWM控制单元的输入端连接，所述第一PWM控制单元输出所述双极性PWM控制信号，其中，ΔU_dc为直流母线电压U_dc的误差信号。

较为优选的，所述双极性PWM控制信号的获取方法包括：

计算V2G变换器输出电压U_o与V2G变换器输出电压参考信号U_{o_ref}的差值，得到第一误差信号；

对所述第一误差信号进行运算，得到U_p的直流给定信号；

将ΔU_dc作为U_p的交流给定信号，其中，ΔU_dc为直流母线电压U_dc的误差信号；

将所述U_p的直流给定信号与所述交流给定信号进行叠加，作为U_p的参考信号；

计算U_p和U_p的参考信号之间的差值，得到第二误差信号；

根据所述第二误差信号得到所述双极性PWM控制信号。

较为优选的，所述PFC控制单元包括第三减法器、电压外环控制器、电流内环控制器和第二PWM控制单元，所述直流母线电压U_dc、直流母线电压参考信号U_{dc_ref}均与所述第三减法器的输入端连接，所述第三减法器的输出端与所述电压外环控制器的输入端连接，所述电压外环控制器的输出端与所述电流内环控制器的输入端连接，所述电流内环控制器的输出端与所述第二PWM控制单元的输入端连接，所述第二PWM控制单元的输出端输出所述PFC单元开关占空比控制信号。

较为优选的，所述PFC单元开关占空比控制信号的获取方法包括：

计算所述直流母线电压U_dc与所述直流母线电压参考信号U_{dc_ref}的差值，得到直流母线电压U_dc的误差信号ΔU_dc；

将所述误差信号ΔU_dc经电压外环控制器和电流内环控制器处理，得到PFC单元开关占空比控制信号。

较为优选的，将所述误差信号ΔU_dc经电压外环控制器和电流内环控制器处理包括：

对误差信号ΔU_dc进行滤波，并通过电压外环控制器生成信号；

将电压外环控制器生成信号与输入电压信号相乘作为输入电流的参考信号；

计算所述输入电流的参考信号与所述输入电流之间的差值，得到电流误差信号；

将所述电流误差信号输入至电流内环控制器，将电流内环控制器输出信号作用于第二PWM控制单元，输出PFC单元开关占空比控制信号。

较为优选的，所述双极性PWM变换单元包括开关管S₅~S₈、电感L_p和电容C_p，所述电感L_p一端与电容C_p一端连接，所述电感L_p的另一端与开关管S₇的源极、 开关管S₈的漏极连接，电容C_p的另一端与开关管S₅的源极、开关管S₆的漏极以及地连接，所述开关管S₅、 开关管S₇的漏极相互连接，所述开关管S₆、开关管S₈的源极相互连接。

较为优选的，所述三端口直流变压器包括电容C₁、电容C₂、开关管Q₁~Q₈、变压器、电感L_r1、电容C_r1、电感L_r2、电感L_m、电容C_r2和电容C₀，所述电感L_m与变压器原边第一绕组并联，所述变压器原边第一绕组的一端与电感L_r1一端连接，另一端与电容C_r1一端连接，电感L_r1另一端与开关管Q₁的源极、开关管Q₂的漏极连接，电容C_r1另一端与开关管Q₃的源极、开关管Q₄的漏极连接，开关管Q₁、开关管Q₃的漏极相互连接，开关管Q₂、开关管Q₄的源极相互连接，变压器原边第二绕组的一端与电感L_r2一端连接，变压器原边第二绕组的另一端与电容C_r2一端连接，电感L_r2另一端与开关管Q₅的源极、开关管Q₆的漏极连接，开关管Q₅的漏极与电容C₁一端连接，开关管Q₆的源极与电容C₂一端连接，电容C₁的另一端、电容C₂的另一端、电容C_r2的另一端相互连接，变压器副边第一绕组一端与开关管Q₇的漏极连接，变压器副边第一绕组另一端与电容C₀一端、变压器副边第二绕组一端连接，变压器副边第二绕组另一端与开关管Q₈的漏极连接，所述开关管Q₇的源极、开关管Q₈的源极、电容C₀的另一端相互连接。

较为优选的，由所述双极性PWM变换单元和所述三端口直流变压器构成的后级DC/DC变换器输入输出满足以下公式：

U_o/U_dc=1/[n-m(D-0.5)]；

其中，N₁/N_s1=n，N₂/N_s2=m，N₁为原边第一绕组的匝数，N_s1为副边第一绕组的匝数，N₂为原边第二绕组的匝数，N_s2为副边第二绕组的匝数，D为双极性PWM变换单元开关管的占空比。

本发明的有益效果为：

1、本发明提供的变换器由三端口直流变压器和双极性PWM变换单元构成，二者通过端口串联形成母线端口，其中三端口直流变压器实现高频高效隔离作用，双极性PWM变换单元输出可正可负的电压，可适应母线端口电压调节。母线电压U_dc大小及串联端口电压U_DCX、U_P的大小及极性均可调节，母线端口含有多个调节自由度，具有更灵活的电压调节能力，可实现宽范围的电压范围，在功能上可以很好地支撑宽输入宽输出需求。而双极性PWM控制单元输出作用于双极性PWM变换单元的双极性PWM控制信号，可反向补偿母线电压中二倍工频纹波，抑制二次脉动，消除电解电容，提高系统功率密度。

2、对于前级AC/DC变换器，控制单元采样无整流桥PFC单元输出电压，通过比较给定电压信号和采样信号获得误差信号，经陷波器滤除干扰信号后输入到控制器中，控制器生成的信号与输入电压信号相乘作为输入电流的参考信号，该信号与输入电流信号比较获得电流的误差信号，再经过相应控制器生成控制信号，该信号用于控制前级无整流桥PFC单元的开关管，实现输出电压稳定及功率因数校正功能，同时减小V2G充放电机谐波电流对公用电网产生的污染。

3、PWM变换单元处理小部分功率，故而有潜力将PWM 变换器带来的功率损耗和体积大大降低。并且由于双极性PWM单元输出电压可正可负，可以更好的调节工作点，PWM单元处理的部分功率可以达到更小，具备高效变换潜力。

4、由于串联端口电压U_P为双极性输出，其大小会改变功率分配，其极性会影响功率流向，为此母线端口电压调节有更多自由度，可根据输入输出条件实现自适应调节。

附图说明

图1为本发明的连接原理示意图；

图2为本发明的电路架构及波形示意图；

图3为图2中母线端口电压波形示意图；

图4为双极性PWM控制单元的控制逻辑示意图；

图5为PFC控制单元的控制逻辑示意图；

图6为本发明一个实施例的电路拓扑示意图；

图7是图6中电路的母线端口电压及输出电压仿真波形图；

图8为实现母线电压纹波波动时的工作波形图；

图9为图6的仿真示意图。

实施方式

为了使本申请所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。

需要说明的是，当元件被称为“固定于”或“设置于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者间接在该另一个元件上。当一个元件被称为是“连接于”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或间接连接至该另一个元件上。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本申请的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。

以下描述中，为了说明而不是为了限定，提出了诸如特定系统结构、技术之类的具体细节，以便透彻理解本申请实施例。然而，本领域的技术人员应当清楚，在没有这些具体细节的其它实施例中也可以实现本申请。在其它情况中，省略对众所周知的系统、装置、电路以及方法的详细说明，以免不必要的细节妨碍本申请的描述。

还应当理解，在本申请说明书和所附权利要求书中使用的术语“和/或”是指相关联列出的项中的一个或多个的任何组合以及所有可能组合，并且包括这些组合。

在本申请说明书中描述的参考“一个实施例”或“一些实施例”等意味着在本申请的一个或多个实施例中包括结合该实施例描述的特定特征、结构或特点。由此，在本说明书中的不同之处出现的语句“在一个实施例中”、“在一些实施例中”、“在其他一些实施例中”、“在另外一些实施例中”等不是必然都参考相同的实施例，而是意味着“一个或多个但不是所有的实施例”，除非是以其他方式另外特别强调。术语“包括”、“包含”、“具有”及它们的变形都意味着“包括但不限于”，除非是以其他方式另外特别强调。“多个”表示“两个或两个以上”。

实施例一

图1示出了本申请较佳实施例提供的一种基于纹波反向补偿的无电解电容V2G变换器的结构示意图，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：

本发明一种基于纹波反向补偿的无电解电容V2G变换器，包括无整流桥PFC单元、双极性PWM变换单元、三端口直流变压器和双极性PWM控制单元，所述双极性PWM变换单元一端与所述无整流桥PFC单元连接，另一端与所述三端口直流变压器连接，所述无整流桥PFC单元用于将输入交流电压转换为直流母线电压U_dc输出，所述双极性PWM控制单元用于根据V2G变换器输出电压U_o、V2G变换器输出电压参考信号U_{o_ref}、直流母线电压U_dc、直流母线电压参考信号U_{dc_ref}向所述双极性PWM变换单元输出双极性PWM控制信号，使变换器的输入输出满足U_DCX=NU_o，U_p=U_dc-U_DCX，其中，U_DCX为三端口直流变压器的输入电压，U_p为双极性PWM变换单元的输出电压，N为三端口直流变压器输入输出变比。

在一个实施例中，还包括PFC控制单元，所述PFC控制单元用于根据直流母线电压U_dc、直流母线电压参考信号U_{dc_ref}向无整流桥PFC单元输出PFC单元开关占空比控制信号。

本发明的变换器前级为AC/DC 变换器，实现功率因数校正功能（Power FactorCorrection，PFC）；后级为DC/DC 变换器，为实现宽范围调压及高能效的目的，提出了一种准单级三端口DC/DC调压架构，由三端口直流变压器和双极性PWM变换单元构成部分功率调节型拓扑，利用三端口直流变压器高效工作特性，使三端口直流变压器始终工作于最优工作点。由DCX单元处理大部分功率，而双极性PWM变换单元处理小部分功率。二者通过端口串联起来，通过检测前级AC/DC 变换器的输出电压，提取两倍工频纹波电压分量，进而控制双极性PWM变换单元的输出反向补偿，抵消两倍工频纹波。同时双极性PWM单元的输出电压可正可负，可以更好的调节工作点具备宽范围调压能力。

对于前级AC/DC 变换器，控制单元采样无整流桥PFC单元输出电压，通过比较给定电压信号和采样信号获得误差信号，经陷波器滤除干扰信号后输入到控制器中，控制器生成的信号与输入电压信号相乘作为输入电流的参考信号，该信号与输入电流信号比较获得电流的误差信号，再经过相应控制器生成控制信号，该信号用于控制前级无整流桥PFC单元的开关管，实现输出电压稳定及功率因数校正功能。

对于后级DC/DC 变换器，LLC谐振 变换器部分运行在谐振频率点，且三个端口均采用有源器件，以实现同步整流；BPC单元输入为三端口直流变压器的中间抽头，输出与三端口直流变压器输入串联，共同组成AC/DC 变换器的输出端口，即母线电压端口。通过比较输出电压的参考信号U_{o_ref}和反馈信号U_o获得误差信号，然后将其应用于电压控制器如PI控制器，输出信号作为BPC输出电压U_p的直流给定信号；再将直流母线电压U_dc的误差信号作为BPC输出电压U_p的交流给定信号。将上述直流给定信号和交流给定信号叠加，作为电压U_p的参考信号，通过比较BPC输出电压U_p的参考信号和反馈信号获得误差信号，将其应用于控制器，控制器生成控制信号作用于BPC的开关管。其中DC/DC 变换器的直流电压给定信号用于控制输出电压恒定，而母线电压误差信号作为交流给定信号用于抵消两倍工频纹波。

如图2所示，图中u_in表示输入电压，U_dc表示直流母线电压，U_DCX表示三端口直流变压器的输入电压，U_p表示BPC的输出电压，U_o表示整个V2G 变换器（即变化器）的输出电压。从图中可以看出，PFC单元将输入正弦交流电压转换为直流母线电压U_dc输出，其输出端口由三端口直流变压器与BPC单元端口串联而成，母线电压发生变化时，通过调节BPC单元输出电压进行动态调节，同时母线电压中含两倍工频纹波，通过控制PWM变换单元反向补偿母线电压中二倍工频纹波，实现无电解电容的目的。DC/DC三个端口与母线电压关系如式（1），其中N为DCX单元输入输出变比。

U_DCX=NU_o，U_p=U_dc-U_DCX （1）

图3是图2中母线端口电压波形示意图，用于呈现无电解电容方案的实现。由于三端口直流变压器定频定占空比且变比固定，始终工作于最优工作点，系统输出变化时，DCX输入电压呈比例进行调节，系统输入变化的部分则由中间母线电压与PWM输出电压进行调压处理。控制PWM调节端口叠加交流输出，其大小频率与直流母线电压二倍工频纹波一致，可实现母线电压纹波补偿，消除电解电容提高系统功率密度。

如图4所示，双极性PWM控制单元包括第一减法器、第一电压控制器、第一加法器、第二减法器、第二电压控制器、第一PWM控制单元，所述V2G变换器输出电压U_o、V2G变换器输出电压参考信号U_{o_ref}与所述第一减法器的输入端连接，所述第一减法器的输出端与所述第一电压控制器的输入端连接，所述第一电压控制器的输出端以及ΔU_dc均与所述第一加法器的输入端连接，所述第一加法器的输出端以及U_p均与所述第二减法器的输入端连接，所述第二减法器的输出端与所述第二电压控制器的输入端连接，所述第二电压控制器的输出端与所述第一PWM控制单元的输入端连接，所述第一PWM控制单元输出所述双极性PWM控制信号，其中，ΔU_dc为直流母线电压U_dc的误差信号。

双极性PWM控制信号的获取方法包括：

计算V2G变换器输出电压U_o与V2G变换器输出电压参考信号U_{o_ref}的差值，得到第一误差信号；

对所述第一误差信号进行运算（如PI控制器进行PI运算），得到U_p的直流给定信号；

将ΔU_dc作为U_p的交流给定信号，其中，ΔU_dc为直流母线电压U_dc的误差信号；

将所述U_p的直流给定信号与所述交流给定信号进行叠加，作为U_p的参考信号；

计算U_p和U_p的参考信号之间的差值，得到第二误差信号；

根据所述第二误差信号得到所述双极性PWM控制信号，用于调节输出电压稳定及母线电压纹波补偿。其中U_p的直流给定主要用于控制输出电压恒定，U_p的交流给定主要用于抵消两倍工频纹波。

如图5所示，PFC控制单元包括第三减法器、电压外环控制器、电流内环控制器和第二PWM控制单元，所述直流母线电压U_dc、直流母线电压参考信号U_{dc_ref}均与所述第三减法器的输入端连接，所述第三减法器的输出端与所述电压外环控制器的输入端连接，所述电压外环控制器的输出端与所述电流内环控制器的输入端连接，所述电流内环控制器的输出端与所述第二PWM控制单元的输入端连接，所述第二PWM控制单元的输出端输出所述PFC单元开关占空比控制信号。

在一个实施例中，所述PFC单元开关占空比控制信号的获取方法包括：

计算所述直流母线电压U_dc与所述直流母线电压参考信号U_{dc_ref}的差值，得到直流母线电压U_dc的误差信号ΔU_dc；

将所述误差信号ΔU_dc经电压外环控制器和电流内环控制器处理，得到PFC单元开关占空比控制信号。

在一个实施例中，将所述误差信号ΔU_dc经电压外环控制器和电流内环控制器处理包括：

对误差信号ΔU_dc进行滤波，并通过电压外环控制器生成信号；

将电压外环控制器生成信号与输入电压信号相乘作为输入电流的参考信号；

计算所述输入电流的参考信号与所述输入电流之间的差值，得到电流误差信号；

将所述电流误差信号输入至电流内环控制器，将电流内环控制器输出信号作用于第二PWM控制单元，输出PFC单元开关占空比控制信号，用于控制前级PFC单元的开关管。

如图6所示，无整流桥PFC单元包括其中PFC单元由电感L、开关管S₁-S₄。双极性PWM变换单元包括开关管S₅~S₈、电感L_p和电容C_p，所述电感L_p一端与电容C_p一端连接，所述电感L_p的另一端与开关管S₇的源极、 开关管S₈的漏极连接，电容C_p的另一端与开关管S₅的源极、开关管S₆的漏极以及地连接，所述开关管S₅、 开关管S₇的漏极相互连接，所述开关管S₆、开关管S₈的源极相互连接。

三端口直流变压器包括电容C₁、电容C₂、开关管Q₁~Q₈、变压器、电感L_r1、电容C_r1、电感L_r2、电感L_m、电容C_r2和电容C₀，所述电感L_m与变压器原边第一绕组并联，所述变压器原边第一绕组的一端与电感L_r1一端连接，另一端与电容C_r1一端连接，电感L_r1另一端与开关管Q₁的源极、开关管Q₂的漏极连接，电容C_r1另一端与开关管Q₃的源极、开关管Q₄的漏极连接，开关管Q₁、开关管Q₃的漏极相互连接，开关管Q₂、开关管Q₄的源极相互连接，变压器原边第二绕组的一端与电感L_r2一端连接，变压器原边第二绕组的另一端与电容C_r2一端连接，电感L_r2另一端与开关管Q₅的源极、开关管Q₆的漏极连接，开关管Q₅的漏极与电容C₁一端连接，开关管Q₆的源极与电容C₂一端连接，电容C₁的另一端、电容C₂的另一端、电容C_r2的另一端相互连接，变压器副边第一绕组一端与开关管Q₇的漏极连接，变压器副边第一绕组另一端与电容C₀一端、变压器副边第二绕组一端连接，变压器副边第二绕组另一端与开关管Q₈的漏极连接，所述开关管Q₇的源极、开关管Q₈的源极、电容C₀的另一端相互连接。

图7是图6中电路的母线端口电压及输出电压仿真波形，展示母线电压二倍工频纹波波动380±30V的情况。从上到下波形依次是直流母线电压U_dc、三端口直流变压器输入电压U_DCX、BPC输出电压U_p以及整个 变换器的输出电压U_o。从图中可以看出PWM变换单元不仅可补偿直流使得LLC DCX单元工作在最优点，还可对母线电压中二倍工频纹波进行补偿，提高系统功率密度。

图8是实现母线电压纹波波动时的工作波形图，母线电压为380±50V波动。从上到下波形依次是三端口直流变压器输入电压U_DCX、双极性PWM变换单元输出电压U_p、直流母线电压U_dc、整个 变换器的输出电压U_o、以及双极性 变换器的开关管驱动波形，可以看出母线电压波动变化时仍然可以保持稳定并且BPC能较好的反向补偿两倍工频纹波图，实现消除电解电容的目的。可得到BPC的电路增益如式（2），其中N₁/N_s1=n，N₂/N_s2=m，D为双极性PWM变换单元开关管的占空比。电路输入输出参数为：输入电压U_in=220V，母线电压U_dc=380V，输出电压U_o=48V。主电路参数分别为：PFC单元电感L=100uH，三端口直流变压器电感L_r1=L_r2=4uH，C_r1=C_r2=40uH，变压器匝比n=m=380/48，N₁为原边第一绕组的匝数，N_s1为副边第一绕组的匝数，N₂为原边第二绕组的匝数，N_s2为副边第二绕组的匝数。

U_o/U_dc=1/[n-m(D-0.5)]（2）

图9是图6所示拓扑的具体控制的仿真示意图，其中双极性PWM变换单元输出电压U_p的给定信号分别通过直流给定信号和交流给定信号叠加得到。

从上述仿真波形的分析可知，本发明中通过调节双极性PWM变换单元的输出，适应母线端口电压的调节，同时反向补偿母线端口电压中两倍工频纹波，形成无电解电容方案，提高功率密度。与传统无电解电容方案相比，本发明结构更加简单，无需增加额外元器件，在实现宽范围输入输出电压的同时消除电解电容，具有明显优势。

本发明提供的变换器利用双极性PWM变换单元作为辅助 变换器，通过调节其输出补偿直流母线电压中的两倍工频纹波，从而实现无电解电容方案。所提出的基于纹波反向补偿的无电解电容V2G技术实现方案架构如下，以两级架构为例，由前级AC/DC 变换器在实现功率因数校正功能的同时减小V2G充放电机谐波电流对公用电网产生的污染，后级DC/DC变换器实现隔离及调压功能。由于AC/DC的输出电压中不可避免的存在两倍工频纹波分量，一般需要采用大容量的电解电容加以抑制，制约了系统的功率密度和使用寿命。本发明提出了一种准单级三端口DC/DC调压架构，如图所示，由三端口直流变压器和双极性PWM变换单元构成，二者通过端口串联形成母线电压端口，其中三端口直流变压器实现高频高效隔离作用，双极性PWM单元输出可正可负的电压，可适应母线端口电压的调节，同时反向补偿母线端口电压中两倍工频纹波，形成无电解电容方案，提高功率密度。

在上述的详细描述中，各种特征一起组合在单个的实施方案中，以简化本公开。不应该将这种公开方法解释为反映了这样的意图，即，所要求保护的主题的实施方案需要比清楚地在每个权利要求中所陈述的特征更多的特征。相反，如所附的权利要求书所反映的那样，本发明处于比所公开的单个实施方案的全部特征少的状态。因此，所附的权利要求书特此清楚地被并入详细描述中，其中每项权利要求独自作为本发明单独的优选实施方案。

为使本领域内的任何技术人员能够实现或者使用本发明，上面对所公开实施例进行了描述。对于本领域技术人员来说；这些实施例的各种修改方式都是显而易见的，并且本文定义的一般原理也可以在不脱离本公开的精神和保护范围的基础上适用于其它实施例。因此，本公开并不限于本文给出的实施例，而是与本申请公开的原理和新颖性特征的最广范围相一致。

上文的描述包括一个或多个实施例的举例。当然，为了描述上述实施例而描述部件或方法的所有可能的结合是不可能的，但是本领域普通技术人员应该认识到，各个实施例可以做进一步的组合和排列。因此，本文中描述的实施例旨在涵盖落入所附权利要求书的保护范围内的所有这样的改变、修改和变型。此外，就说明书或权利要求书中使用的术语“包含”，该词的涵盖方式类似于术语“包括”，就如同“包括”，在权利要求中用作衔接词所解释的那样。此外，使用在权利要求书的说明书中的任何一个术语“或者”是要表示“非排它性的或者”。

以上所述实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于纹波反向补偿的无电解电容V2G变换器，其特征在于：包括无整流桥PFC单元、双极性PWM变换单元、三端口直流变压器和双极性PWM控制单元，所述双极性PWM变换单元一端与所述无整流桥PFC单元连接，另一端与所述三端口直流变压器连接，所述无整流桥PFC单元用于将输入交流电压转换为直流母线电压U_dc输出，所述双极性PWM控制单元用于根据V2G变换器输出电压U_o、V2G变换器输出电压参考信号U_{o_ref}、直流母线电压U_dc、直流母线电压参考信号U_{dc_ref}向所述双极性PWM变换单元输出双极性PWM控制信号，使变换器的输入输出满足U_DCX=NU_o，U_p=U_dc-U_DCX，其中，U_DCX为三端口直流变压器的输入电压，U_p为双极性PWM变换单元的输出电压，N为三端口直流变压器输入输出变比。

2.根据权利要求1所述的基于纹波反向补偿的无电解电容V2G变换器，其特征在于：还包括PFC控制单元，所述PFC控制单元用于根据直流母线电压U_dc、直流母线电压参考信号U_{dc_ref}向无整流桥PFC单元输出PFC单元开关占空比控制信号。

3.根据权利要求1所述的基于纹波反向补偿的无电解电容V2G变换器，其特征在于，所述双极性PWM控制单元包括第一减法器、第一电压控制器、第一加法器、第二减法器、第二电压控制器、第一PWM控制单元，所述V2G变换器输出电压U_o、V2G变换器输出电压参考信号U_{o_ref}与所述第一减法器的输入端连接，所述第一减法器的输出端与所述第一电压控制器的输入端连接，所述第一电压控制器的输出端以及ΔU_dc均与所述第一加法器的输入端连接，所述第一加法器的输出端以及U_p均与所述第二减法器的输入端连接，所述第二减法器的输出端与所述第二电压控制器的输入端连接，所述第二电压控制器的输出端与所述第一PWM控制单元的输入端连接，所述第一PWM控制单元输出所述双极性PWM控制信号，其中，ΔU_dc为直流母线电压U_dc的误差信号。

4.根据权利要求1所述的基于纹波反向补偿的无电解电容V2G变换器，其特征在于，所述双极性PWM控制信号的获取方法包括：

计算V2G变换器输出电压U_o与V2G变换器输出电压参考信号U_{o_ref}的差值，得到第一误差信号；

对所述第一误差信号进行运算，得到U_p的直流给定信号；

将ΔU_dc作为U_p的交流给定信号，其中，ΔU_dc为直流母线电压U_dc的误差信号；

将所述U_p的直流给定信号与所述交流给定信号进行叠加，作为U_p的参考信号；

计算U_p和U_p的参考信号之间的差值，得到第二误差信号；

根据所述第二误差信号得到所述双极性PWM控制信号。

5.根据权利要求2所述的基于纹波反向补偿的无电解电容V2G变换器，其特征在于，所述PFC控制单元包括第三减法器、电压外环控制器、电流内环控制器和第二PWM控制单元，所述直流母线电压U_dc、直流母线电压参考信号U_{dc_ref}均与所述第三减法器的输入端连接，所述第三减法器的输出端与所述电压外环控制器的输入端连接，所述电压外环控制器的输出端与所述电流内环控制器的输入端连接，所述电流内环控制器的输出端与所述第二PWM控制单元的输入端连接，所述第二PWM控制单元的输出端输出所述PFC单元开关占空比控制信号。

6.根据权利要求2所述的基于纹波反向补偿的无电解电容V2G变换器，其特征在于，所述PFC单元开关占空比控制信号的获取方法包括：

计算所述直流母线电压U_dc与所述直流母线电压参考信号U_{dc_ref}的差值，得到直流母线电压U_dc的误差信号ΔU_dc；

将所述误差信号ΔU_dc经电压外环控制器和电流内环控制器处理，得到PFC单元开关占空比控制信号。

7.根据权利要求6所述的基于纹波反向补偿的无电解电容V2G变换器，其特征在于，将所述误差信号ΔU_dc经电压外环控制器和电流内环控制器处理包括：

对误差信号ΔU_dc进行滤波，并通过电压外环控制器生成信号；

将电压外环控制器生成信号与输入电压信号相乘作为输入电流的参考信号；

计算所述输入电流的参考信号与所述输入电流之间的差值，得到电流误差信号；

将所述电流误差信号输入至电流内环控制器，将电流内环控制器输出信号作用于第二PWM控制单元，输出PFC单元开关占空比控制信号。

8.根据权利要求1所述的基于纹波反向补偿的无电解电容V2G变换器，其特征在于：所述双极性PWM变换单元包括开关管S₅~S₈、电感L_p和电容C_p，所述电感L_p一端与电容C_p一端连接，所述电感L_p的另一端与开关管S₇的源极、 开关管S₈的漏极连接，电容C_p的另一端与开关管S₅的源极、开关管S₆的漏极以及地连接，所述开关管S₅、 开关管S₇的漏极相互连接，所述开关管S₆、开关管S₈的源极相互连接。

9.根据权利要求1所述的基于纹波反向补偿的无电解电容V2G变换器，其特征在于：所述三端口直流变压器包括电容C₁、电容C₂、开关管Q₁~Q₈、变压器、电感L_r1、电容C_r1、电感L_r2、电感L_m、电容C_r2和电容C₀，所述电感L_m与变压器原边第一绕组并联，所述变压器原边第一绕组的一端与电感L_r1一端连接，另一端与电容C_r1一端连接，电感L_r1另一端与开关管Q₁的源极、开关管Q₂的漏极连接，电容C_r1另一端与开关管Q₃的源极、开关管Q₄的漏极连接，开关管Q₁、开关管Q₃的漏极相互连接，开关管Q₂、开关管Q₄的源极相互连接，变压器原边第二绕组的一端与电感L_r2一端连接，变压器原边第二绕组的另一端与电容C_r2一端连接，电感L_r2另一端与开关管Q₅的源极、开关管Q₆的漏极连接，开关管Q₅的漏极与电容C₁一端连接，开关管Q₆的源极与电容C₂一端连接，电容C₁的另一端、电容C₂的另一端、电容C_r2的另一端相互连接，变压器副边第一绕组一端与开关管Q₇的漏极连接，变压器副边第一绕组另一端与电容C₀一端、变压器副边第二绕组一端连接，变压器副边第二绕组另一端与开关管Q₈的漏极连接，所述开关管Q₇的源极、开关管Q₈的源极、电容C₀的另一端相互连接。

10.根据权利要求9所述的基于纹波反向补偿的无电解电容V2G变换器，其特征在于，由所述双极性PWM变换单元和所述三端口直流变压器构成的后级DC/DC变换器输入输出满足以下公式：

U_o/U_dc=1/[n-m(D-0.5)]；

其中，N₁/N_s1=n，N₂/N_s2=m，N₁为原边第一绕组的匝数，N_s1为副边第一绕组的匝数，N₂为原边第二绕组的匝数，N_s2为副边第二绕组的匝数，D为双极性PWM变换单元开关管的占空比。