CN116365834A - 单级高增益ipos型串联谐振逆变器的拓扑结构及控制方法 - Google Patents

单级高增益ipos型串联谐振逆变器的拓扑结构及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构及控制方法，属于微型逆变器领域，包括升压型功率解耦结构、LC低通滤波结构、全桥逆变级联结构、LC串联谐振结构、隔离型三绕组高频变压器和周波变流器级联结构。本发明能够在输入为低压宽范围光伏电池板直流电源时，可实现单级功率变换，所有功率开关管全程软开关，得到直流侧输入电流纹波小、响应速度快、高效率以及高电压增益的单相工频并网交流电。

Description

单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构及控制方法
技术领域
本发明涉及微型逆变器领域，尤其是单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构及控制方法。
背景技术
微型逆变器是一种从单一太阳能电池组件直流电转换至交流电、功率小于等于1000瓦、具有组件级MPPT的逆变器，全称是微型光伏并网逆变器。微型逆变器的主要应用场景为小功率、组件级别的分布式光伏发电场景。微型逆变器作为小型、组件级分布式发电系统的较优方案，非常适合于光伏屋顶和光伏建筑一体化工程，在城镇光伏并网发电等中小功率应用领域前景广阔、潜力巨大。因此，连接光伏电池板和单相交流并网之间的并网逆变器是太阳能电力转换的关键技术。
两级逆变器通常需要在DC/DC级和DC/AC之间有大的直流链路电容器，导致逆变器在DC/AC部分无法实现软开关，这使得并网逆变器无法实现更高的功率密度。串联谐振型逆变器通过引入串联谐振槽，使流经DC/AC级所有功率开关管的通态电流均为高频正弦波，可以实现与负载大小及特性无关的全程零电流开关(Zero Current Switching，ZCS)。基于单级串联谐振型的电流源高频链逆变器已得到一些学者的研究。有的学者研究了半桥谐振变换器移相控制的单级逆变器，消除了直流链路，但在电路中使用四路双向开关增加了导通损耗，因此逆变器效率降低。有的学者提出了在双向高频链逆变器中加入串联谐振槽高频环节的一种串联谐振电流源高频链逆变器，通过谐振产生高频正弦交流电为功率开关管状态切换提供零电流时刻以实现ZCS；有的学者对采用中心抽头高频变压器来节省串联谐振高频链逆变器中周波变流器功率器件的思想进行研究和讨论，但受限于周波变流器采用双向开关，尽管是ZCS，但也增加了系统损耗；有的学者提出一种基于单级谐振LLC的并网逆变器，能够实现所有开关的零电压通断(Zero Voltage Switching,ZVS)，且高频变压器不会在开关上产生尖峰。此外，微型逆变器输入输出电压增益较常规逆变器大得多，往往需要高变比的变压器或多模块级联。
由于串联谐振型微型逆变器原边侧电压低，副边侧电压高，虽然通过高变比的变压器可以得到高电压增益输出电压，但是变压器原副边侧电流与变压器变比成反比，谐振槽中的谐振电流非常大，不利于变压器原边侧DC/DC变换器功率开关器件选型，且功率开关器件损耗增加。相应的，若是将变压器变比下调，输出电压恒定，则变压器原副边DC/AC变换器模块级联处理，可有效解决上述因变压器高变比带来的器件选型难和功率开关器件高损耗的问题。进一步的，可通过寻优算法得到级联模块数量、变压器变比和开关损耗之间的最优解，且输出电压可调，逆变器更加灵活。
发明内容
本发明需要解决的技术问题是提供单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构及控制方法，在输入为低压宽范围光伏电池板直流电源时，可实现单级功率变换，所有功率开关管全程软开关，得到直流侧输入电流纹波小、响应速度快、高效率以及高电压增益的单相工频并网交流电。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构，包括升压型功率解耦结构、LC低通滤波结构、全桥逆变级联结构、LC串联谐振结构、隔离型三绕组高频变压器和周波变流器级联结构；所述IPOS型为输入并联输出串联结构；所述升压型功率解耦结构和LC低通滤波结构组成输入滤波结构；所述LC串联谐振结构和隔离型三绕组高频变压器组成谐振腔结构；所述隔离型三绕组高频变压器的原边侧作为谐振腔结构一部分，隔离型三绕组高频变压器的副边侧通过周波变流器级联结构形成单相工频交流电，副边侧变比为1：1；所述全桥逆变级联结构包括两个全桥结构，两个全桥结构的输入侧并联连接，两个全桥结构桥臂中点分别与谐振腔结构并联连接；所述周波变流器级联结构包括两个周波变流器、两个输出滤波电容和一个滤波电感，隔离型三绕组高频变压器副边侧两个绕组之间的两个开关管背靠背连接，两个周波变流器通过两个输出滤波电容串联连接。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述升压型功率解耦结构和LC低通滤波结构组成输入滤波结构；所述升压型功率解耦结构包括第一功率开关管Sp_1、第二功率开关管Sp_2、功率解耦电感Lp和功率解耦电容Cp；所述LC低通滤波结构包括输入滤波电感Li和输入滤波电容Ci；所述输入滤波电感Li的一端与直流输入电源的正极及功率解耦电感Lp的一端相连；所述输入滤波电感Li的另一端与输入滤波电容Ci的正极及直流母线的正极相连；所述输入滤波电容Ci的负极与第二功率开关管Sp_2的源极、功率解耦电容Cp的负极、直流输入电源的负极及直流母线的负极相连；所述功率解耦电感Lp的另一端与第一功率开关管Sp_1的源极及第二功率开关管Sp_2的漏极相连；所述第一功率开关管Sp_1的漏极和功率解耦电容Cp的正极相连。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述全桥逆变级联结构包括第一路第一功率开关管S1_1、第一路第二功率开关管S1_2、第一路第三功率开关管S1_3、第一路第四功率开关管S1_4、第二路第一功率开关管S2_1、第二路第二功率开关管S2_2、第二路第三功率开关管S2_3、第二路第四功率开关管S2_4；所述隔离型三绕组高频变压器包括第一路变压器T1第一绕组N1_1、第一路变压器T1第二绕组N1_2、第一路变压器T1第三绕组N1_3、第二路变压器T2第一绕组N2_1、第二路变压器T2第二绕组N2_2、第二路变压器T2第三绕组N2_3；所述谐振腔结构包括第一路谐振电感Lr_1、第一路谐振电容Cr_1、第一路变压器T1第一绕组N1_1、第二路谐振电感Lr_2、第二路谐振电容Cr_2、第二路变压器T2第一绕组N2_1；所述第一路第一功率开关管S1_1的漏极与第一路第二功率开关管S1_2的漏极、第二路第一功率开关管S2_1的漏极、第二路第二功率开关管S2_2的漏极及直流母线的正极相互连接；所述第一路第三功率开关管S1_3的源极与第一路第四功率开关管S1_4的源极、第二路第三功率开关管S2_3的源极、第二路第四功率开关管S2_4的源极及直流母线的负极相互连接；所述第一路第一功率开关管S1_1的源极与第一路第三功率开关管S1_3的漏极及第一路谐振电感Lr_1的一端相互连接；所述第一路谐振电容Cr_1的一端与第一路谐振电感Lr_1的另一端及第一路变压器T1第一绕组N1_1的同名端相互连接；所述第一路第二功率开关管S1_2的源极与第一路第四功率开关管S1_4的漏极及第一路变压器T1第一绕组N1_1的异名端相互连接；所述第二路第一功率开关管S2_1的源极与第二路第三功率开关管S2_3的漏极及第二路谐振电感Lr_2的一端相互连接；所述第二路谐振电容Cr_2的一端与第二路谐振电感Lr_2的另一端及第二路变压器T2第一绕组N2_1的同名端相互连接；所述第二路第二功率开关管S2_2的源极与第二路第四功率开关管S2_4的漏极及第二路变压器T2第一绕组N2_1的异名端相互连接；所述第一路变压器T1第一绕组N1_1位于第一路变压器T1原边侧，第一路变压器T1第二绕组N1_2与第一路变压器T1第三绕组N1_3位于第一路变压器T1副边侧；所述第二路变压器T2第一绕组N2_1位于第二路变压器T2原边侧，第二路变压器T2第二绕组N2_2与第二路变压器T2第三绕组N2_3位于第二路变压器T2副边侧。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述周波变流器级联结构包括第一路第一功率开关管S1_A、第一路第二功率开关管S1_B、第一路第三功率开关管S1_C、第一路第四功率开关管S1_D、第二路第一功率开关管S2_A、第二路第二功率开关管S2_B、第二路第三功率开关管S2_C、第二路第四功率开关管S2_D、第一路输出滤波电容C1、第二路输出滤波电容C2、输出滤波电感Lo；所述第一路第一功率开关管S1_A的源极与第一路第二功率开关管S1_B的源极、第一路输出滤波电容C1的正极及输出滤波电感Lo的一端互相连接；所述第一路第三功率开关管S1_C的源极与第一路第四功率开关管S1_D的源极、第二路第一功率开关管S2_A的源极、第二路第二功率开关管S2_B的源极、第一路输出滤波电容C1的负极及第二路输出滤波电容C2的正极互相连接；所述第二路第三功率开关管S2_C的源极与第二路第四功率开关管S2_D的源极、第二路输出滤波电容C2的负极互相连接；所述第一路第一功率开关管S1_A的漏极与第一路变压器T1第二绕组N1_2的同名端相连；所述第一路第二功率开关管S1_B的漏极与第一路变压器T1第三绕组N1_3的异名端相连；所述第一路第三功率开关管S1_C的漏极与第一路变压器T1第二绕组N1_2的异名端相连；所述第一路第四功率开关管S1_D的漏极与第一路变压器T1第三绕组N1_3的同名端相连；所述第二路第一功率开关管S2_A的漏极与第二路变压器T2第二绕组N2_2的同名端相连；所述第二路第二功率开关管S2_B的漏极与第二路变压器T2第三绕组N2_3的异名端相连；所述第二路第三功率开关管S2_C的漏极与第二路变压器T2第二绕组N2_2的异名端相连；所述第二路第四功率开关管S2_D的漏极与第二路变压器T2第三绕组N2_3的同名端相连；输出滤波电感Lo的另一端与第二路输出滤波电容C2的负极之间形成单相工频交流电。
单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构的控制方法，包括全桥逆变级联结构的控制、周波变流器级联结构的控制和输入滤波结构的升压型功率解耦结构的控制；所述全桥逆变级联结构采用并网电流外环PI控制、谐振电流峰值内环模型预测控制的双闭环控制；所述周波变流器级联结构的控制通过判断输出电压和并网电流外环PI控制输出信号的极性判断周波变流器级联结构所处工作象限，输出对应象限的开关信号；所述输入滤波结构的升压型功率解耦结构采用功率解耦电容电压外环PI加功率解耦结构电流内环PI控制的双闭环控制。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述全桥逆变级联结构采用并网电流外环PI控制加谐振电流峰值内环模型预测控制的双闭环控制，具体步骤如下：
步骤1：将并网电流值Io与并网电流给定值Ioref进行作差输入至并网电流外环PI控制器，并网电流外环PI控制器输出Ir_ref做为内环谐振腔谐振电流包络线Ir_ENV给定值，即作为谐振电流峰值模型预测控制内环给定值；
步骤2：以开关频率fs的2倍速率采样谐振电流过零点处的谐振电容电压VCr谐振电流值Ir及并网电流值Io，建立激励谐振、自由谐振及回馈谐振三种工作谐振模式的等效电路模型，根据不同谐振模式的等效电路模型以及k时刻的谐振电容电压VCr谐振电流值Ir及并网电流Io，预测不同谐振模式下未来k+1时刻谐振电流峰值
Figure BDA0004201093450000061
步骤3：利用代价函数
Figure BDA0004201093450000062
评估不同谐振模式下的代价值，选取代价值最小即预测谐振电流峰值/>
Figure BDA0004201093450000063
最接近谐振电流峰值模型预测控制内环给定值Ir_ref的谐振模式作为未来k+1时刻的谐振模式，其中/>
Figure BDA0004201093450000064
为模型预测不同谐振模式下未来k+1时刻谐振电流峰值/>
Figure BDA0004201093450000065
的绝对值，/>
Figure BDA0004201093450000066
为谐振电流峰值模型预测控制内环给定值Ir_ref的绝对值；
步骤4：根据谐振状态控制逆变全桥开关管工作方式，激励谐振模式时，全桥逆变级联结构中的全桥结构的第一路第一功率开关管S1_1、第一路第四功率开关管S1_4和第一路第二功率开关管S1_2、第一路第三功率开关管S1_3以开关频率为fs交替导通，第二路第一功率开关管S2_1、第二路第四功率开关管S2_4和第二路第二功率开关管S2_2、第二路第三功率开关管S2_3以开关频率为fs交替导通；自由谐振模式时，第一路第二功率开关管S1_2和第一路第四功率开关管S1_4以开关频率为fs交替导通，第二路第二功率开关管S2_2和第二路第四功率开关管S2_4以开关频率为fs交替导通；回馈谐振模式时，功率开关管全部关断。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述周波变流器级联结构象限判断控制以开关频率fs速率采样输出电压Vo及并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref，通过输出电压Vo及并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref的正负极性判断周波变流器级联结构所处工作象限；当输出电压Vo及并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref同正即为第一象限，周波变流器级联结构的第一路第一功率开关管S1_A、第一路第二功率开关管S1_B和第二路第一功率开关管S2_A、第二路第二功率开关管S2_B常通；当输出电压Vo及并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref同负即为第三象限，周波变流器级联结构的第一路第三功率开关管S1_C、第一路第四功率开关管S1_D和第二路第三功率开关管S2_C、第二路第四功率开关管S2_D常通；当输出电压Vo及并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref极性相反，其中并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref为正，输出电压Vo为负时，第一路第一功率开关管S1_A、第一路第二功率开关管S1_B和第二路第一功率开关管S2_A、第二路第二功率开关管S2_B以开关频率为fs交替导通；当输出电压Vo及并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref极性异号，并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref为负，输出电压Vo为正时，开关管第一路第三功率开关管S1_C、第一路第四功率开关管S1_D和第二路第三功率开关管S2_C、第二路第四功率开关管S2_D以开关频率为fs交替导通。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述输入滤波结构的升压型功率解耦结构控制的具体步骤如下：
步骤1：将直流输入侧母线电流即输入电流采样值Iin经过一个带通滤波器，得到滤除了高频分量和直流分量的输入电流采样I，将输入电流采样I与直流输入侧母线电压Vdc相乘即得到需要处理的功率脉动量Ppul，与功率解耦电容Cp的平均电压Vc_avg相除后得到稳定直流输入侧母线电流Iin所需电流值Icref1；
步骤2：升压型功率解耦结构中的功率解耦电容电压Vc经低通滤波器滤波处理后得到功率解耦电容的平均电压Vc_avg，与功率解耦电容电压给定值Vcref作差，经过PI控制器调节后得到稳定功率解耦电容电压Vc所需电流值Icref2；
步骤3：将步骤1和步骤2经过处理后得到的电流值Icref1和Icref2按照电流流向叠加后得到升压型功率解耦结构的电流给定值Icref，与升压型功率解耦结构实际电流Ic作差，经过PI控制器调节后得到升压型功率解耦结构第一功率开关管Sp_1、第二功率开关管Sp_2的控制信号VGS_p1和VGS_p2。
由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：
1、本发明可在输入为低压宽范围光伏电池板直流电源时，采用单级式隔离电路拓扑即可完成单相逆变输出，相比于传统两级或两级以上隔离电路拓扑，单级式隔离电路拓扑的逆变器效率更高；同时，输入输出电压增益高达20倍。
2、本发明采用无源滤波器和有源滤波器联合的输入滤波结构，LC无源低通滤波器滤除高频纹波分量，有源滤波器，即功率解耦结构，通过功率解耦电容存储和释放能量来抑制直流侧输入电流纹波。
3、本发明采用输出交流电压和谐振电流峰值双闭环控制策略，电压外环PI控制可实现无静差交流输出，电流内环模型预测控制可实现系统实时响应速度更快、动态性能更好的动态性能，同时能限制谐振电流峰值，防止谐振电流过大损坏功率开关管。
4、本发明采用模块级联设计，通过模块级联设计降低高频变压器的变比，减小谐振槽中的谐振电流，降低高频变压器原边侧的全桥逆变级联结构中功率开关管的损耗，提高逆变器效率；
5、本发明所有的功率开关管都实现了软开关，减小功率开关管损耗，逆变器的效率得到提升。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图；
图1是本发明提供的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构的电气原理图框图；
图2是本发明提供的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构的电气原理图；
图3是本发明提供的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构的输入滤波结构电气原理图；
图4是本发明提供的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构的全桥逆变级联结构电气原理图；
图5是本发明提供的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构的谐振腔结构电气原理图；
图6是本发明提供的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构的周波变流器级联结构电气原理图；
图7是本发明提供的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构的全桥逆变级联结构的谐振电流峰值内环模型预测控制流程图；
图8是本发明提供的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构的全桥逆变级联结构的开关控制框图；
图9是本发明提供的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构的全桥逆变级联结构的开关控制时序图；
图10是本发明提供的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构的周波变流器级联结构的开关控制时序图；
图11是本发明提供的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构的输入滤波结构中的升压型功率解耦结构的开关控制框图；
图12是本发明提供的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构的输入滤波结构抑制输入电流纹波控制效果波形图；
具体实施方式
下面结合实施例对本发明做进一步详细说明：
如图1和图2所示，单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构，包括升压型功率解耦结构、LC低通滤波结构、全桥逆变级联结构、LC串联谐振结构、隔离型三绕组高频变压器和周波变流器级联结构；
所述IPOS型为输入并联输出串联结构(Input-parallel Output-series，IPOS)；
所述升压型功率解耦结构和LC低通滤波结构组成输入滤波结构；所述LC串联谐振结构和隔离型三绕组高频变压器组成谐振腔结构；
所述隔离型三绕组高频变压器的原边侧作为谐振腔结构一部分，隔离型三绕组高频变压器的副边侧通过周波变流器级联结构输出单相工频交流电，副边侧的变比为1：1；
所述全桥逆变级联结构包括两个全桥结构，两个全桥结构的输入侧并联连接，两个全桥结构桥臂中点分别与谐振腔结构并联连接；
所述周波变流器级联结构包括两个周波变流器、两个输出滤波电容和一个滤波电感，隔离型三绕组高频变压器副边侧两个绕组之间的两个开关管背靠背连接，两个周波变流器通过两个输出滤波电容串联连接。
在输入为低压宽范围光伏电池板直流电源时，可实现单级功率变换，所有功率开关管全程软开关，得到直流侧输入电流纹波小、响应速度快、高效率以及高电压增益的单相工频并网交流电。
进一步的，如图3所示，所述升压型功率解耦结构和LC低通滤波结构组成输入滤波结构；所述升压型功率解耦结构包括第一功率开关管Sp_1、第二功率开关管Sp_2、功率解耦电感Lp和功率解耦电容Cp；所述LC低通滤波结构包括输入滤波电感Li和输入滤波电容Ci；所述输入滤波电感Li的一端与直流输入电源的正极及功率解耦电感Lp的一端相连；所述输入滤波电感Li的另一端与输入滤波电容Ci的正极及直流母线的正极相连；所述输入滤波电容Ci的负极与第二功率开关管Sp_2的源极、功率解耦电容Cp的负极、直流输入电源的负极及直流母线的负极相连；所述功率解耦电感Lp的另一端与第一功率开关管Sp_1的源极及第二功率开关管Sp_2的漏极相连；所述第一功率开关管Sp_1的漏极和功率解耦电容Cp的正极相连。
进一步的，如图4和图5所示，所述全桥逆变级联结构包括第一路第一功率开关管S1_1、第一路第二功率开关管S1_2、第一路第三功率开关管S1_3、第一路第四功率开关管S1_4、第二路第一功率开关管S2_1、第二路第二功率开关管S2_2、第二路第三功率开关管S2_3、第二路第四功率开关管S2_4；所述隔离型三绕组高频变压器包括第一路变压器T1第一绕组N1_1、第一路变压器T1第二绕组N1_2、第一路变压器T1第三绕组N1_3、第二路变压器T2第一绕组N2_1、第二路变压器T2第二绕组N2_2、第二路变压器T2第三绕组N2_3；所述谐振腔结构包括第一路谐振电感Lr_1、第一路谐振电容Cr_1、第一路变压器T1第一绕组N1_1、第二路谐振电感Lr_2、第二路谐振电容Cr_2、第二路变压器T2第一绕组N2_1；所述第一路第一功率开关管S1_1的漏极与第一路第二功率开关管S1_2的漏极、第二路第一功率开关管S2_1的漏极、第二路第二功率开关管S2_2的漏极及直流母线的正极相互连接；所述第一路第三功率开关管S1_3的源极与第一路第四功率开关管S1_4的源极、第二路第三功率开关管S2_3的源极、第二路第四功率开关管S2_4的源极及直流母线的负极相互连接；所述第一路第一功率开关管S1_1的源极与第一路第三功率开关管S1_3的漏极及第一路谐振电感Lr_1的一端相互连接；所述第一路谐振电容Cr_1的一端与第一路谐振电感Lr_1的另一端及第一路变压器T1第一绕组N1_1的同名端相互连接；所述第一路第二功率开关管S1_2的源极与第一路第四功率开关管S1_4的漏极及第一路变压器T1第一绕组N1_1的异名端相互连接；所述第二路第一功率开关管S2_1的源极与第二路第三功率开关管S2_3的漏极及第二路谐振电感Lr_2的一端相互连接；所述第二路谐振电容Cr_2的一端与第二路谐振电感Lr_2的另一端及第二路变压器T2第一绕组N2_1的同名端相互连接；所述第二路第二功率开关管S2_2的源极与第二路第四功率开关管S2_4的漏极及第二路变压器T2第一绕组N2_1的异名端相互连接；所述第一路变压器T1第一绕组N1_1位于第一路变压器T1原边侧，第一路变压器T1第二绕组N1_2与第一路变压器T1第三绕组N1_3位于第一路变压器T1副边侧；所述第二路变压器T2第一绕组N2_1位于第二路变压器T2原边侧，第二路变压器T2第二绕组N2_2与第二路变压器T2第三绕组N2_3位于第二路变压器T2副边侧。
进一步的，如图6所示，所述周波变流器级联结构包括第一路第一功率开关管S1_A、第一路第二功率开关管S1_B、第一路第三功率开关管S1_C、第一路第四功率开关管S1_D、第二路第一功率开关管S2_A、第二路第二功率开关管S2_B、第二路第三功率开关管S2_C、第二路第四功率开关管S2_D、第一路输出滤波电容C1、第二路输出滤波电容C2、输出滤波电感Lo；所述第一路第一功率开关管S1_A的源极与第一路第二功率开关管S1_B的源极、第一路输出滤波电容C1的正极及输出滤波电感Lo的一端互相连接；所述第一路第三功率开关管S1_C的源极与第一路第四功率开关管S1_D的源极、第二路第一功率开关管S2_A的源极、第二路第二功率开关管S2_B的源极、第一路输出滤波电容C1的负极及第二路输出滤波电容C2的正极互相连接；所述第二路第三功率开关管S2_C的源极与第二路第四功率开关管S2_D的源极、第二路输出滤波电容C2的负极互相连接；所述第一路第一功率开关管S1_A的漏极与第一路变压器T1第二绕组N1_2的同名端相连；所述第一路第二功率开关管S1_B的漏极与第一路变压器T1第三绕组N1_3的异名端相连；所述第一路第三功率开关管S1_C的漏极与第一路变压器T1第二绕组N1_2的异名端相连；所述第一路第四功率开关管S1_D的漏极与第一路变压器T1第三绕组N1_3的同名端相连；所述第二路第一功率开关管S2_A的漏极与第二路变压器T2第二绕组N2_2的同名端相连；所述第二路第二功率开关管S2_B的漏极与第二路变压器T2第三绕组N2_3的异名端相连；所述第二路第三功率开关管S2_C的漏极与第二路变压器T2第二绕组N2_2的异名端相连；所述第二路第四功率开关管S2_D的漏极与第二路变压器T2第三绕组N2_3的同名端相连；输出滤波电感Lo的另一端与第二路输出滤波电容C2的负极之间形成单相工频交流电。
单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构的控制方法，包括全桥逆变级联结构的控制、周波变流器级联结构的控制和输入滤波结构的升压型功率解耦结构的控制；所述全桥逆变级联结构采用并网电流外环PI控制、谐振电流峰值内环模型预测控制的双闭环控制；所述周波变流器级联结构的控制通过判断输出电压和并网电流外环PI控制输出信号的极性判断周波变流器级联结构所处工作象限，输出对应象限的开关信号；所述输入滤波结构的升压型功率解耦结构采用功率解耦电容电压外环PI加功率解耦结构电流内环PI控制的双闭环控制。
进一步的，如图7、图8和图9所示，所述全桥逆变级联结构采用并网电流外环PI控制加谐振电流峰值内环模型预测控制的双闭环控制，具体步骤如下：
步骤1：将并网电流值Io与并网电流给定值Ioref进行作差输入至并网电流外环PI控制器，并网电流外环PI控制器输出Ir_ref做为内环谐振腔谐振电流包络线Ir_ENV给定值，即作为谐振电流峰值模型预测控制内环给定值；
步骤2：以开关频率fs的2倍速率采样谐振电流过零点处的谐振电容电压VCr谐振电流值Ir及并网电流值Io，建立激励谐振、自由谐振及回馈谐振三种工作谐振模式的等效电路模型，根据不同谐振模式的等效电路模型以及k时刻的谐振电容电压VCr谐振电流值Ir及并网电流Io，预测不同谐振模式下未来k+1时刻谐振电流峰值
Figure BDA0004201093450000131
步骤3：利用代价函数
Figure BDA0004201093450000132
评估不同谐振模式下的代价值，选取代价值最小即预测谐振电流峰值/>
Figure BDA0004201093450000133
最接近谐振电流峰值模型预测控制内环给定值Ir_ref的谐振模式作为未来k+1时刻的谐振模式，其中/>
Figure BDA0004201093450000134
为模型预测不同谐振模式下未来k+1时刻谐振电流峰值/>
Figure BDA0004201093450000135
的绝对值，/>
Figure BDA0004201093450000136
为谐振电流峰值模型预测控制内环给定值Ir_ref的绝对值；
步骤4：根据谐振状态控制逆变全桥开关管工作方式，激励谐振模式时，全桥逆变级联结构中的全桥结构的第一路第一功率开关管S1_1、第一路第四功率开关管S1_4和第一路第二功率开关管S1_2、第一路第三功率开关管S1_3以开关频率为fs交替导通，第二路第一功率开关管S2_1、第二路第四功率开关管S2_4和第二路第二功率开关管S2_2、第二路第三功率开关管S2_3以开关频率为fs交替导通；自由谐振模式时，第一路第二功率开关管S1_2和第一路第四功率开关管S1_4以开关频率为fs交替导通，第二路第二功率开关管S2_2和第二路第四功率开关管S2_4以开关频率为fs交替导通；回馈谐振模式时，功率开关管全部关断。
进一步的，如图10所示，所述周波变流器级联结构象限判断控制以开关频率fs速率采样输出电压Vo及并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref，通过输出电压Vo及并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref的正负极性判断周波变流器级联结构所处工作象限；当输出电压Vo及并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref同正即为第一象限，周波变流器级联结构的第一路第一功率开关管S1_A、第一路第二功率开关管S1_B和第二路第一功率开关管S2_A、第二路第二功率开关管S2_B常通；当输出电压Vo及并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref同负即为第三象限，周波变流器级联结构的第一路第三功率开关管S1_C、第一路第四功率开关管S1_D和第二路第三功率开关管S2_C、第二路第四功率开关管S2_D常通；当输出电压Vo及并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref极性相反，其中并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref为正，输出电压Vo为负时，第一路第一功率开关管S1_A、第一路第二功率开关管S1_B和第二路第一功率开关管S2_A、第二路第二功率开关管S2_B以开关频率为fs交替导通；当输出电压Vo及并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref极性异号，并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref为负，输出电压Vo为正时，开关管第一路第三功率开关管S1_C、第一路第四功率开关管S1_D和第二路第三功率开关管S2_C、第二路第四功率开关管S2_D以开关频率为fs交替导通。
进一步的，如图11和图12所示，所述输入电流纹波抑制的升压型功率解耦结构控制的具体步骤如下：
步骤1：将直流输入侧母线电流即输入电流采样值Iin经过一个带通滤波器，得到滤除了高频分量和直流分量的输入电流采样I，将输入电流采样I与直流输入侧母线电压Vdc相乘即得到需要处理的功率脉动量Ppul，与功率解耦电容的平均电压Vc_avg相除后得到稳定直流输入侧母线电流Iin所需电流值Icref1；
步骤2：升压型功率解耦结构中的功率解耦电容电压Vc经低通滤波器滤波处理后得到功率解耦电容的平均电压Vc_avg，与功率解耦电容电压给定值Vcref作差，经过PI控制器调节后得到稳定功率解耦电容电压Vc所需电流值Icref2；
步骤3：将步骤1和步骤2经过处理后得到的电流值Icref1和Icref2按照电流流向叠加后得到升压型功率解耦结构的电流给定值Icref，与升压型功率解耦结构实际电流Ic作差，经过PI控制器调节后得到升压型功率解耦结构第一功率开关管Sp_1、第二功率开关管Sp_2的控制信号VGS_p1和VGS_p2。
综上所述，本发明单级高增益IPOS型串联谐振逆变器构建了全桥逆变级联结构和周波变流器级联结构，利用两路全桥逆变结构共用输入直流电压实现输入侧并联、两路周波变流器输出滤波电容串联实现输出侧串联，结合输入滤波结构和谐振腔结构，在输入为低压宽范围光伏电池板直流电源时，可实现单级功率变换，所有功率开关管全程软开关，得到直流侧输入电流纹波小、响应速度快、高效率以及高电压增益的单相工频并网交流电。
以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。

Claims (8)

1.单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构，其特征在于：包括升压型功率解耦结构、LC低通滤波结构、全桥逆变级联结构、LC串联谐振结构、隔离型三绕组高频变压器和周波变流器级联结构；所述IPOS型为输入并联输出串联结构；所述升压型功率解耦结构和LC低通滤波结构组成输入滤波结构；所述LC串联谐振结构和隔离型三绕组高频变压器组成谐振腔结构；所述隔离型三绕组高频变压器的原边侧作为谐振腔结构一部分，隔离型三绕组高频变压器的副边侧通过周波变流器级联结构形成单相工频交流电，副边侧变比为1：1；所述全桥逆变级联结构包括两个全桥结构，两个全桥结构的输入侧并联连接，两个全桥结构桥臂中点分别与谐振腔结构并联连接；所述周波变流器级联结构包括两个周波变流器、两个输出滤波电容和一个滤波电感，隔离型三绕组高频变压器副边侧两个绕组之间的两个开关管背靠背连接，两个周波变流器通过两个输出滤波电容串联连接。
2.根据权利要求1所述的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构，其特征在于：所述升压型功率解耦结构和LC低通滤波结构组成输入滤波结构；所述升压型功率解耦结构包括第一功率开关管Sp_1、第二功率开关管Sp_2、功率解耦电感Lp和功率解耦电容Cp；所述LC低通滤波结构包括输入滤波电感Li和输入滤波电容Ci；所述输入滤波电感Li的一端与直流输入电源的正极及功率解耦电感Lp的一端相连；所述输入滤波电感Li的另一端与输入滤波电容Ci的正极及直流母线的正极相连；所述输入滤波电容Ci的负极与第二功率开关管Sp_2的源极、功率解耦电容Cp的负极、直流输入电源的负极及直流母线的负极相连；所述功率解耦电感Lp的另一端与第一功率开关管Sp_1的源极及第二功率开关管Sp_2的漏极相连；所述第一功率开关管Sp_1的漏极和功率解耦电容Cp的正极相连。
3.根据权利要求1所述的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构，其特征在于：所述全桥逆变级联结构包括第一路第一功率开关管S11、第一路第二功率开关管S1_2、第一路第三功率开关管S1_3、第一路第四功率开关管S1_4、第二路第一功率开关管S2_1、第二路第二功率开关管S2_2、第二路第三功率开关管S2_3、第二路第四功率开关管S2_4；所述隔离型三绕组高频变压器包括第一路变压器T1第一绕组N1_1、第一路变压器T1第二绕组N1_2、第一路变压器T1第三绕组N1_3、第二路变压器T2第一绕组N2_1、第二路变压器T2第二绕组N2_2、第二路变压器T2第三绕组N2_3；所述谐振腔结构包括第一路谐振电感Lr_1、第一路谐振电容Cr_1、第一路变压器T1第一绕组N1_1、第二路谐振电感Lr_2、第二路谐振电容Cr_2、第二路变压器T2第一绕组N2_1；所述第一路第一功率开关管S1_1的漏极与第一路第二功率开关管S1_2的漏极、第二路第一功率开关管S2_1的漏极、第二路第二功率开关管S2_2的漏极及直流母线的正极相互连接；所述第一路第三功率开关管S1_3的源极与第一路第四功率开关管S1_4的源极、第二路第三功率开关管S2_3的源极、第二路第四功率开关管S2_4的源极及直流母线的负极相互连接；所述第一路第一功率开关管S1_1的源极与第一路第三功率开关管S1_3的漏极及第一路谐振电感Lr_1的一端相互连接；所述第一路谐振电容Cr_1的一端与第一路谐振电感Lr_1的另一端及第一路变压器T1第一绕组N1_1的同名端相互连接；所述第一路第二功率开关管S1_2的源极与第一路第四功率开关管S1_4的漏极及第一路变压器T1第一绕组N1_1的异名端相互连接；所述第二路第一功率开关管S2_1的源极与第二路第三功率开关管S2_3的漏极及第二路谐振电感Lr_2的一端相互连接；所述第二路谐振电容Cr_2的一端与第二路谐振电感Lr_2的另一端及第二路变压器T2第一绕组N2_1的同名端相互连接；所述第二路第二功率开关管S2_2的源极与第二路第四功率开关管S2_4的漏极及第二路变压器T2第一绕组N2_1的异名端相互连接；所述第一路变压器T1第一绕组N1_1位于第一路变压器T1原边侧，第一路变压器T1第二绕组N1_2与第一路变压器T1第三绕组N1_3位于第一路变压器T1副边侧；所述第二路变压器T2第一绕组N2_1位于第二路变压器T2原边侧，第二路变压器T2第二绕组N2_2与第二路变压器T2第三绕组N2_3位于第二路变压器T2副边侧。
4.根据权利要求1所述的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构，其特征在于：所述周波变流器级联结构包括第一路第一功率开关管S1_A、第一路第二功率开关管S1_B、第一路第三功率开关管S1_C、第一路第四功率开关管S1_D、第二路第一功率开关管S2_A、第二路第二功率开关管S2_B、第二路第三功率开关管S2_C、第二路第四功率开关管S2_D、第一路输出滤波电容C1、第二路输出滤波电容C2、输出滤波电感Lo；所述第一路第一功率开关管S1_A的源极与第一路第二功率开关管S1_B的源极、第一路输出滤波电容C1的正极及输出滤波电感Lo的一端互相连接；所述第一路第三功率开关管S1_C的源极与第一路第四功率开关管S1_D的源极、第二路第一功率开关管S2_A的源极、第二路第二功率开关管S2_B的源极、第一路输出滤波电容C1的负极及第二路输出滤波电容C2的正极互相连接；所述第二路第三功率开关管S2_C的源极与第二路第四功率开关管S2_D的源极、第二路输出滤波电容C2的负极互相连接；所述第一路第一功率开关管S1_A的漏极与第一路变压器T1第二绕组N1_2的同名端相连；所述第一路第二功率开关管S1_B的漏极与第一路变压器T1第三绕组N1_3的异名端相连；所述第一路第三功率开关管S1_C的漏极与第一路变压器T1第二绕组N1_2的异名端相连；所述第一路第四功率开关管S1_D的漏极与第一路变压器T1第三绕组N1_3的同名端相连；所述第二路第一功率开关管S2_A的漏极与第二路变压器T2第二绕组N2_2的同名端相连；所述第二路第二功率开关管S2_B的漏极与第二路变压器T2第三绕组N2_3的异名端相连；所述第二路第三功率开关管S2_C的漏极与第二路变压器T2第二绕组N2_2的异名端相连；所述第二路第四功率开关管S2_D的漏极与第二路变压器T2第三绕组N2_3的同名端相连；输出滤波电感Lo的另一端与第二路输出滤波电容C2的负极之间形成单相工频交流电。
5.基于权利要求1-4任一权利要求所述的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构的控制方法，其特征在于：包括全桥逆变级联结构的控制、周波变流器级联结构的控制和输入滤波结构的升压型功率解耦结构的控制；所述全桥逆变级联结构采用并网电流外环PI控制、谐振电流峰值内环模型预测控制的双闭环控制；所述周波变流器级联结构的控制通过判断输出电压和并网电流外环PI控制输出信号的极性判断周波变流器级联结构所处工作象限，输出对应象限的开关信号；所述输入滤波结构的升压型功率解耦结构采用功率解耦电容电压外环PI加功率解耦结构电流内环PI控制的双闭环控制。
6.根据权利要求5所述的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构的控制方法，其特征在于：所述全桥逆变级联结构采用并网电流外环PI控制加谐振电流峰值内环模型预测控制的双闭环控制，具体步骤如下：
步骤1：将并网电流值Io与并网电流给定值Ioref进行作差输入至并网电流外环PI控制器，并网电流外环PI控制器输出Ir_ref做为内环谐振腔谐振电流包络线Ir_ENV给定值，即作为谐振电流峰值模型预测控制内环给定值；
步骤2：以开关频率fs的2倍速率采样谐振电流过零点处的谐振电容电压VCr谐振电流值Ir及并网电流值Io，建立激励谐振、自由谐振及回馈谐振三种工作谐振模式的等效电路模型，根据不同谐振模式的等效电路模型以及k时刻的谐振电容电压VCr谐振电流值Ir及并网电流Io，预测不同谐振模式下未来k+1时刻谐振电流峰值
Figure FDA0004201093440000041
步骤3：利用代价函数
Figure FDA0004201093440000042
评估不同谐振模式下的代价值，选取代价值最小即预测谐振电流峰值/>
Figure FDA0004201093440000043
最接近谐振电流峰值模型预测控制内环给定值Ir_ref的谐振模式作为未来k+1时刻的谐振模式，其中/>
Figure FDA0004201093440000044
为模型预测不同谐振模式下未来k+1时刻谐振电流峰值/>
Figure FDA0004201093440000045
的绝对值，/>
Figure FDA0004201093440000046
为谐振电流峰值模型预测控制内环给定值Ir_ref的绝对值；
步骤4：根据谐振状态控制逆变全桥开关管工作方式，激励谐振模式时，全桥逆变级联结构中的全桥结构的第一路第一功率开关管S1_1、第一路第四功率开关管S1_4和第一路第二功率开关管S1_2、第一路第三功率开关管S1_3以开关频率为fs交替导通，第二路第一功率开关管S2_1、第二路第四功率开关管S2_4和第二路第二功率开关管S2_2、第二路第三功率开关管S2_3以开关频率为fs交替导通；自由谐振模式时，第一路第二功率开关管S1_2和第一路第四功率开关管S1_4以开关频率为fs交替导通，第二路第二功率开关管S2_2和第二路第四功率开关管S2_4以开关频率为fs交替导通；回馈谐振模式时，功率开关管全部关断。
7.根据权利要求5所述的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构的控制方法，其特征在于：所述周波变流器级联结构象限判断控制以开关频率fs速率采样输出电压Vo及并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref，通过输出电压Vo及并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref的正负极性判断周波变流器级联结构所处工作象限；当输出电压Vo及并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref同正即为第一象限，周波变流器级联结构的第一路第一功率开关管S1_A、第一路第二功率开关管S1_B和第二路第一功率开关管S2_A、第二路第二功率开关管S2_B常通；当输出电压Vo及并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref同负即为第三象限，周波变流器级联结构的第一路第三功率开关管S1_C、第一路第四功率开关管S1_D和第二路第三功率开关管S2_C、第二路第四功率开关管S2_D常通；当输出电压Vo及并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref极性相反，其中并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref为正，输出电压Vo为负时，第一路第一功率开关管S1_A、第一路第二功率开关管S1_B和第二路第一功率开关管S2_A、第二路第二功率开关管S2_B以开关频率为fs交替导通；当输出电压Vo及并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref极性异号，并网电流外环PI控制输出信号Ir_ref为负，输出电压Vo为正时，开关管第一路第三功率开关管S1_C、第一路第四功率开关管S1_D和第二路第三功率开关管S2_C、第二路第四功率开关管S2_D以开关频率为fs交替导通。
8.根据权利要求5所述的单级高增益IPOS型串联谐振逆变器的拓扑结构的控制方法，其特征在于：所述输入滤波结构的升压型功率解耦结构控制的具体步骤如下：
步骤1：将直流输入侧母线电流即输入电流采样值Iin经过一个带通滤波器，得到滤除了高频分量和直流分量的输入电流采样I，将输入电流采样I与直流输入侧母线电压Vdc相乘即得到需要处理的功率脉动量Ppul，与功率解耦电容Cp的平均电压Vc_avg相除后得到稳定直流输入侧母线电流Iin所需电流值Icref1；
步骤2：升压型功率解耦结构中的功率解耦电容电压Vc经低通滤波器滤波处理后得到功率解耦电容的平均电压Vc_avg，与功率解耦电容电压给定值Vcref作差，经过PI控制器调节后得到稳定功率解耦电容电压Vc所需电流值Icref2；
步骤3：将步骤1和步骤2经过处理后得到的电流值Icref1和Icref2按照电流流向叠加后得到升压型功率解耦结构的电流给定值Icref，与升压型功率解耦结构实际电流Ic作差，经过PI控制器调节后得到升压型功率解耦结构第一功率开关管Sp_1、第二功率开关管Sp_2的控制信号VGS_p1和VGS_p2。
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