CN103166489A - 一种三相高功率因数整流器的控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相高功率因数整流器的控制电路，属于电气控制领域。它包括输入高频滤波电路、三相输入电感和三相整流电路，还包括开关管功率电路、输出整流滤波电路、分压检测电路、输入电流检测单元、单周期控制器以及开关管驱动电路。它可以实现三相高功率因数整流，可以得到较高精度的稳态输出电压，抗干扰能力强。

Description

一种三相高功率因数整流器的控制电路

技术领域

本发明涉及电气控制领域，更具体地说，涉及一种采用单周期单相PFC芯片，对解耦后的三相电路进行控制，实现了三相高功率因数输入的整流器。

背景技术

随着国民经济的发展，各种用电设备越来越多。由于大多用电设备的输入采用的是非可控整流方式，用电设备输入端电流的谐波含量很高，这样就给电网带来了大量的“谐波污染”，而且增加了电网的损耗。为了减少装置对电网的谐波污染和电磁干扰，提出了相应的谐波抑制方法和功率因素校正电路，因此需在用电设备的输入增加一级功率因数校正（Power FactorCorrection，PFC）装置，以减小输入端谐波污染和提高功率因数。单相PFC技术的研究已经非常成熟，已有不少集成控制芯片，如UC3854、IRll50S、LTl508、ML4819等，而三相PFC整流装置具有更多的优点：（1）输入功率更高，可达几千瓦以上；（2）三相输入功率的脉动之和为零，而输出功功率的脉动为单相的三分之一，输出电容可取得较小，整流器的动态响应更快。三相PFC技术仍是近年来国内外研究的热点。

三相高功率因数整流技术的研究主要集中在PWM控制方式和拓扑结构上，目前基于不同的拓扑结构已有大量研究。中国杂志《中国电机工程学报》2012年06期文献《高功率因 数三相单管Boost PFC变换器》与《电工电能新技术》2003年02期文献《双开关三相四线PFC电路的研究》提出了一种采用了单开关和双开关的拓扑结构，开关数量较少，控制简单，但由于开关器件的开关应力较大，且电路工作在DCM（电流断续模式）模式下，THD仍比较大。《A Universal Vector Controller for Four-Quadrant Three-Phase Power Converters》一文中采用基于数字DSP控制的六开关拓扑结构，采用六只开关管，开关数目较多，导通损耗大，控制算法比较复杂，不易实现。

发明内容

1.要解决的技术问题

针对现有技术中在控制相对简单时控制效果较差且在效果较好时控制复杂并难以实现的缺点，本发明提供了一种三相高功率因数整流器的控制电路，它可以实现三相高功率因数整流，可以得到较高精度的稳态输出电压，抗干扰能力强，并且易于实现。

2.技术方案

本发明的目的通过以下技术方案实现：

一种三相高功率因数整流器的控制电路，包括输入高频滤波电路、三相输入电感和三相整流电路，还包括开关管功率电路、输出整流滤波电路、分压检测电路、输入电流检测单元、单周期控制器以及开关管驱动电路；

所述的输入高频滤波电路包括三个参数相同的高频滤波电容C_a、C_b和C_c，C_a、C_b和C_c的一端分别对应接至电网A相电压输入端、电网B相电压输入端和电网C相电压输入端，另一端同时接至三相四线电的中性线，中性线接地；

所述的三相输入电感包括三个参数相同的高频BOOST电感L_a、L_b和L_c；

所述的三相整流电路包括三个桥臂，即A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂；

所述的开关管功率电路包括三个双向开关管S_a、S_b和S_c；电网A相输入电压经电感L_a接至A相桥臂中点A和双向开关管S_a的一端，电网B相输入电压经电感L_b接至B相桥臂中点B和双向开关管S_b的一端，电网C相输入电压经电感L_c接至C相桥臂中点C和双向开关管S_c的一端；所述的双向开关管S_a、S_b和S_c的另一端同时接入电网中性线并由开关管驱动电路驱动；

所述的三相整流电路、输出整流滤波电路和分压检测电路依次连接；所述的单周期控制器分别与分压检测电路、输入电流检测单元和开关管驱动电路相连接；所述的输入电流检测单元分别检测流经电感L_a、L_b和L_c后的电流。

优选地，所述的双向开关管S_a、S_b和S_c每个都由四个整流二极管D_i1、D_i2、D_i3、D_i4与一个IGBT管K_i组成，D_i2的阴极与D_i1阳极相连，D_i1的阴极接至i相电路中电感一端，D_i4的阴极与D_i3阳极相连，D_i3的阴极接至中线，D_i1的阴极、D_i3的阴极和IGBT的集电极连接在一起，D_i2的阳极、D_i4的阳极和IGBT的发射极连接在一起，其中，i=a、b、c，IGBT管的栅极与开关管驱动电路相连接。

优选地，所述的三相整流电路包括六个快恢复二极管D_ap、D_bp、D_cp、D_an、D_bn和D_cn，D_ap的阳极与D_an的阴极相连组成A相桥臂，D_bp的阳极与D_bn的阴极相连组成B相桥臂，D_cp的阳极与D_cn的阴极相连组成C相桥臂，D_ap、D_bp、D_cp的阴极连接在一起，同时D_an、D_bn和D_cn的阳极连接在一起。

优选地，所述的输出整流滤波电路包括两个输出电解电容C_p、C_n，所述输出电解电容C_p的负极与所述输出电解电容C_n的正极相连，连接点接中性线，所述输出电解电容C_p的正极连接D_ap、D_bp和D_cp的阴极，所述输出电解电容C_n的负极连接D_an、D_bn和D_cn的阳极。

优选地，所述的分压检测电路包括输出电压采样电阻R_FB1、R_FB2，输出欠电压采样电阻R_BOP1、R_BOP2和输出过电压采样电阻R_OVP1、R_OVP2，各组电压采样电阻相串联后并联在输出电容C_p的两端，且从各组电压采样电阻串联的连接处引出导线分别接入所述的单周期控制器。

优选地，所述的单周期控制器包括三个单周期单相PFC控制芯片IR1153S，输出电压U_o的取样值V_FB分别接至三个芯片IR1153S的VFB引脚，与芯片内部基准电压V_REF比较后的差值经过PI调解器得到V_m（由引脚COMP产生），三个芯片的COMP引脚并联到一点，再共用一个外接电路，构成一个电压误差放大环节，保证每相的电压误差放大值V_m相同，从而达到理想控制效果，输出过电压采样电压V_OVP分别接到三个芯片的OVP口，当该电压大于芯片内给定电压值，三路输出占空比信号皆为零，起到过电压保护的作用，输出欠电压采样电压V_BOP分别接到三个芯片的BOP口，该电压值小于芯片设定值时，同时封锁三路占空比信号，起到软启动的作用；所述的开关管驱动电路由M57959L芯片及其外围电路构成。

优选地，所述的输入电流检测单元包括三个输入电流采样电路，每个输入电流采样电路由电流传感器和电流信号绝对值放大电路依次连接构成；所述的三个电流传感器的输入端分别采样三路电感电流值，所述的电感电流采样的输出信号经绝对值放大电路的输出端与单周期控制器相连接。

发明原理：基于本发明的三相高功率因数整流器的控制电路，若在A相输入电压处于正半周期时S_a开通，则L_a正向电流不断增加，当S_a关断时，整流桥的上桥臂二极管D_ap导通，L_a给电容C_p充电的同时还给负载供电，L_a正向电流不断下降；相反若在A相输入电压处于负半周期时S_a开通，则L_a反向电流不断增加，当开关管S_a关断时，整流桥的下桥臂二极管D_an导通，L_a给电容C_n充电的同时也给负载供电，L_a反向电流不断下降；当S_a导通时，电感L_a两端电压为电网电压U_a；S_a关断时，若U_a处于正半周，电感L_a两端电压为U_a-U_P（U_P为C_p两端电压），若电网电压处于负半周，电感L_a两端电压为U_a-U_N（U_N为C_n两端电压）；由伏秒平衡可得，U_a=（1-D_a）U_P（U_a>0），-U_a=（1-D_a）U_N（U_a<0），电路达到稳定状态时，两电容上的电压均衡且为输出电压U_o的一半，即U_P=U_N=0.5U_o；因此，|U_a|=0.5（1-D_a）U_o（D_a为一个开关周期内占空比，C_p的正极与C_n的负极形成的电压即输出电压U_o）；

输出电压U_o的输出电压采样值V_FB接至芯片IR1153S的VFB引脚，与芯片内部基准电压V_REF比较后的差值经过PI调解器得到V_m（由引脚COMP产生）；在开关周期开始时S_a导通，电感L_a两端电压为电网电压U_a，电流传感器采样输入电流信号，得到交变的电压信号后，经绝对值放大电路后得到正电压信号并接入控制芯片IR1153S电流采样信号输入端，形成电流环；此时电感电流经绝对值放大电路后，其输出值不断增加，而积分器的输出不断减小，当电流采样值大于积分器输出时S_a关断，在开关周期结束时将积分器复位，如此不断反复，得到所需的占空比信号；故每个周期各相采样电流与其开关管开通占空比满足：V_m（1-D_a）=V_ia；结合采样电流与其开关管开通占空比大小关系可以得到：U_a=U_oV_ia/2V_m，稳态下，U_o、V_m为恒定值，V_ia=ki_a且k为常数，记R_e=kU_o/2V_m，则U_a=R_ei_a；从而A相的输出负载可以等效为一个纯电阻负载，使得输入电流波形跟随其相电压成正弦变化，相位角为零，实现了单位功率因数；

相B、相C与相A的工作原理相同，因此对于三相输入来说，每个单相的输出负载都可以等效为一个纯电阻负载，且大小相等；

三个IR1153S芯片的COMP引脚并联，共用一个外接PI调节电路（由C_Z、C_P、R_gm组成），得到相同的输出电压误差放大信号V_m，输出过电压采样电压V_OVP同时接至三片单周期控制芯片相应引脚，当该电压大于芯片内给定电压值，输出占空比信号为零，输出电压降低；输出欠电压采样电压V_BOP同时接至三片单周期控制芯片相应引脚，在该电压值小于芯片设定值前，封锁占空比信号。

3.有益效果

相比于现有技术，本发明的优点在于：

（1）本发明采用采用单周期控制的策略，控制方法简单，所需的检测量较少，仅需要采样输入电流以及输出电压，一定程度上提高了系统的稳定性；

（2）本发明采用三相四线制的拓扑结构，理论上分析实现了三相之间的解耦，解耦后三相之间相互独立，电网电压波动或者缺相时电路仍能正常工作，系统的抗干扰能力强，且在该拓扑下开关管承受的电压为输出电压的一半，开关应力小，在电流换向时整流桥臂无直通危险；

（3）本发明采用成熟的单相单周期控制芯片分别控制相应相，使该相电流跟随其电压成正弦变化，如此大大减小了产品开发周期，且芯片外围接线简单，所得到的三相整流器输入功率因数高，稳定性高，抗干扰能力强，具有广泛的应用价值。

附图说明

图1为本发明的原理方框图；

图2为电流采样绝对值放大电路图；

图3为三个单周期控制芯片IR1153S的外围接线图；

图4为双向开关电路图；

图5为单周期控制原理图。

图中：1、输入高频滤波电路；2、三相输入电感；3、三相整流电路；4、开关管功率电路；5、输出整流滤波电路；6、分压检测电路；7、输入电流检测单元；8、单周期控制器；9、开关管驱动电路。

具体实施方式

下面结合说明书附图和具体的实施例，对本发明作详细描述。

实施例

本实施例的三相高功率因数整流器的控制电路，如图1所示，它包括输入高频滤波电路1、三相输入电感2、三相整流电路3、开关管功率电路4、输出整流滤波电路5、分压检测电路6、输入电流检测单元7、单周期控制器8以及开关管驱动电路9。

输入高频滤波电路1包括三个耐压值为630V，大小为2.2uF的陶瓷电容C_a、C_b和C_c，C_a、C_b和C_c的一端分别对应接至电网A相电压输入端、电网B相电压输入端和电网C相电压输入端，另一端同时接至三相四线电的中性线，中性线接地。三相输入电感2包括三个电感值均为400uH的高频BOOST电感L_a、L_b和L_c。三相整流电路3包括六个型号为G80N60的快恢复二极管D_ap、D_bp、D_cp、D_bn、D_an和D_cn，D_ap的阳极与D_an的阴极相连组成A相桥臂，连接点为A，D_bp的阳极与D_bn的阴极相连组成B相桥臂，连接点为B，D_cp的阳极与D_cn的阴极相连组成C相桥臂，连接点为C。D_ap、D_bp、D_cp的阴极连接在一起，同时D_an、D_bn、D_cn的阳极连接在一起。

开关管功率电路4包括三个双向开关管S_a、S_b和S_c。如图4，每个双向开关管由整流桥KPBC3510与一个型号为K75T60的IGBT管K_i并联组成（i=a、b、c），双向开关管的一端接在相应桥臂的中点，另一端接电网中性线。三相整流电路3、输出整流滤波电路5和分压检测电路6依次连接，单周期控制器8分别与分压检测电路6、输入电流检测单元7和开关管驱动电路9相连接，所述的输入电流检测单元7分别检测流经电感L_a、L_b和L_c后的电流。

输出整流滤波电路5包括两个容值均为1000uH，耐压均为630V的电解电容C_p和C_n，C_p的负极与C_n的正极相连，连接点接地，C_p的正极连接D_ap的阴极，C_n的负极连接D_an的阳极。输出两电容的两端C_p的正极与C_n的负极形成的电压即是整流器的输出电压U_o，负载R_o并联连接在整流器的输出端。

如图2、图3所示，单周期控制器8包括三个单周期单相PFC控制芯片IR1153S，三片单相PFC控制芯片的供电电源为15V，三块芯片使用一个供电电源，地信号COM引脚接至电网中线。将输出电压采样电压V_FB分别接到三个芯片的VFB引脚，作为电压外环，得到稳定电压输出。输出电压U_o的取样值V_FB与芯片内部基准电压V_REF比较后的差值经过PI调解器得到V_m（由引脚COMP产生），三个芯片的COMP引脚并联到一点，再共用一个外接电路，构成一个电压误差放大环节，保证每相的电压误差放大值V_m相同，从而达到理想控制效果，将输出过电压采样电压V_OVP分别接到三个芯片的OVP口，当该电压大于芯片内给定电压值，输出占空比信号为零，输出电压降低，起到过电压保护的作用。将输出欠电压采样电压V_BOP分别接到三个芯片的BOP口，在该电压值小于芯片设定值前，封锁占空比信号，一定程度起到欠电压保护以及在整流器启动时起到软启动效果。三相电流采样信号分别经电阻R_SFM（M=1、2、3）接到芯片ISNS引脚，其中R_SFM均取100欧，C_SFN（N=1、2、3）皆为100nF，C_Z、C_S、R_gm为芯片外接PI调节参数，为了得到相同的PI调节输出，三个芯片使用同一个外接电容电阻电路，选取C_Z=0.47uF、C_S=10nF、R_gm=4.7K，为得到较好的动态响应结果，可适当改变各参数大小，最后将芯片产生的PWM信号经IGBT驱动芯片M57959L放大后驱动各自的IGBT管。开关管驱动电路9由M57959L芯片及其外围电路构成。

电流检测单元7包括三个输入电流采样电路，每个输入电流采样电路由电流传感器和电流信号绝对值放大电路依次连接构成。三个电流传感器采样输入电流i_j（j=a、b、c），传感器转换系数为0.1，即u_j=0.1i_j（j=a、b、c，u_j为电流传感器输出电压值）。得到交变的电压信号后，分别经如图2所示的绝对值放大电路后得到合适的负电压信号并接到相对应的控制芯片IR1153S电流采样信号输入端，形成电流环。在每个周期内得到相应的占空比信号，再经驱动放大电路后控制IGBT管的开通时间，使得该相电流达到预定值。最后控制使得输入电流跟随输入电压成正弦变化，且相位角为零，因此实现了三相高功率因数整流作用。

U_a、U_b、U_c为三相输入电压，其有效值为240V，U_o为输出电压，其值为750V，变换器输出功率为6KW。通过改变开关管的开通与关断，在A、B或C相输入电压处于正半周期时，开关管开通，电感电流正向不断增加。而开关管关断时，相应相的整流桥的上桥臂二极管D_ip（i=a、b、c）导通，给电解电容C_p充电的同时还给负载供电，电感电流正向不断下降。相反在A、B或C相相输入电压处于负半周期时，开关管开通，电感电流反向不断增加，而开关管关断时，相应相的整流桥的下桥臂二极管D_in（i=a、b、c）导通，给电容C_n充电的同时也给负载供电。

为了减小整个分压电阻的功耗，并有足够的输入偏置电流保证误差放大器的输出，折中的选取分压检测电路6输出电压采样电阻R_FB1=2M欧。根据所需的输出电压U_o大小可计算出R_FB2大小，其计算公式为：

$R_{\mathrm{FB}2}=\frac{V_{\mathrm{REF}}{R}_{\mathrm{FB}1}}{(0.5U_o-V_{\mathrm{REF}})}---\left(1\right)$

其中，V_REF为芯片内部产生的参考电压，其值为5V，计算得到R_FB2为27K欧。输出欠电压采样电阻取R_BOP1=4.8M欧，采用两个2.4M欧电阻串联，R_BOP2由以下公式决定：

$R_{\mathrm{BOP}2}=\frac{V_{\mathrm{BOP}\left(\mathrm{HI}\right)}{R}_{\mathrm{BOP}1}}{(\sqrt{2}{V}_{\mathrm{AC},\mathrm{ON}}-V_{\mathrm{BOP}\left(\mathrm{HI}\right)}-V_{\mathrm{BRIDGE}})}---\left(2\right)$

其中，V_BOP（HI）为芯片内部产生的参考电压，其值为1.56V，V_BRIDGE为2V，V_AC,ON为输入电压有效值，R_BOP2可选取阻值为35K欧的电阻。选取输出过电压反馈电阻R_OVP1=2M欧，R_OVP2由以下公式决定：

$R_{\mathrm{OVP}2}=\frac{V_{\mathrm{OVP}}{R}_{\mathrm{OVP}1}}{(0.5U_O-V_{\mathrm{OVP}})}---\left(3\right)$

一般取过电压V_OVP=1.06V_REF，因此计算得到电阻R_OVP2=29K欧。

各种电压采样电阻相串联后并联在上桥臂电解电容C_p的两端，并从各自的连接处引出导线到单周期控制芯片IR1153S。

电流传感器采样输入端电流信号得到输出电压信号为u_j（j=a、b、c），经绝对值电路A₁、A₂得到U_oj（j=a、b、c），其中U_oj=|u_j|，电路中R₁取阻值为3K欧，R₂、R₃、R₄、R₅、R₇通常取阻值为10K欧，D₁D₂为二极管IN4148，再由运算放大器A₃将U_oj进行放大（放大倍数由电阻R₇、R₈确定），得到V_ij=-（R₈/R₇）U_oj（j=a、b、c），R₇、R₈的阻值大小需根据电路设计中输入电流达到最大值时电流传感器输出信号的大小，以及受到控制芯片输入电压幅值限制来决定参数的选取，V_ij（j=a、b、c）必须在（-0.68V～0V）之间，为满足此要求，本设计中取R₈/R₇=1/3。

本发明所采用的单周期控制的原理，即实时控制开关的占空比，使得在每个开关周期内控制量达到基准信号值，最终可以实现单位功率因数和低电流畸变。

为简化分析，现以A相电路为例。S_a导通时，电感L_a两端电压为电网电压U_a。S_a关断时，若电网电压处于正半周，电感L_a两端电压为U_a-U_P；若电网电压处于负半周，电感L_a两端电压为U_a-U_N。由伏秒平衡可得：

U_a=(1-D_a)U_p  （U_a>0）   （4）

-U_a=(1-D_a)U_N  （U_a<0）   （5）

D_a为一个开关周期内占空比大小，当电路达到稳定状态时，两电容上的电压均衡，且为输出电压的一半，即U_P=U_N=0.5U_o，因此：

|U_a|=0.5(1-D_a)U_o   （6）

如附图3所示，输出电压U_o的取样值V_FB和芯片内部基准电压V_REF比较后的差值经过PI调解器得到V_m（由引脚COMP产生），芯片的时钟周期为22KH_Z，结合附图5进行分析，每个开关周期开始时，由内部时钟信号Clock1对内部RS触发器进行置位，功率开关管导通。电流采样信号通过接至各自的比较器输入端，比较器另一个输入端接复位积分器的输出，积分时间与开关周期相同，复位积分器输出电压值为V_m（1-D_a）。当电流采样值达到复位积分器输出电压值时，会将其对应的触发器复位，对应的开关管关断，待一个周期结束前由Clock2信号对积分器清零，为下一周期做准备，并可以得到开关占空比：

D_a=1-V_ia/V_m   （7）

将式（7）带入式（6）可得：

U_a=U_oV_ia/2V_m   （8）

稳态下，U_o、V_m为恒定值，V_ia=k.i_a，其中，k为电流采样系数，电流采样参数选定后k为常数，记R_e=k.U_o/2V_m，可得：

U_a=R_e.i_a   （9）

其他两相亦如此，因此对于三相输入来说，每个单相的输出负载都可以等效为一个纯电阻负载，且大小相等，即：

U_a=R_e×i_a,U_b=R_e×i_b,U_c=R_e×i_c   （10）

上式表明，此控制方案可使变换器的各相的输入阻抗呈纯阻抗，使得各相输入电流波形跟随其相电压成正弦变化，相位角为零，实现了单位功率因数。

以上示意性地对本发明创造及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明创造的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本专利的保护范围。

Claims (7)

1.一种三相高功率因数整流器的控制电路，包括输入高频滤波电路（1）、三相输入电感（2）和三相整流电路（3），其特征在于，还包括开关管功率电路（4）、输出整流滤波电路（5）、分压检测电路（6）、输入电流检测单元（7）、单周期控制器（8）以及开关管驱动电路（9）；

所述的输入高频滤波电路（1）包括三个参数相同的高频滤波电容C_a、C_b和C_c，C_a、C_b和C_c的一端分别对应接至电网A相电压输入端、电网B相电压输入端和电网C相电压输入端，另一端同时接至三相四线电的中性线，中性线接地；

所述的三相输入电感（2）包括三个参数相同的高频BOOST电感L_a、L_b和L_c；

所述的三相整流电路（3）包括三个桥臂，即A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂；

所述的开关管功率电路（4）包括三个双向开关管S_a、S_b和S_c；电网A相输入电压经电感L_a接至A相桥臂中点A和双向开关管S_a的一端，电网B相输入电压经电感L_b接至B相桥臂中点B和双向开关管S_b的一端，电网C相输入电压经电感L_c接至C相桥臂中点C和双向开关管S_c的一端；所述的双向开关管S_a、S_b和S_c的另一端同时接入电网中性线并由开关管驱动电路（9）驱动；

所述的三相整流电路（3）、输出整流滤波电路（5）和分压检测电路（6）依次连接；所述的单周期控制器（8）分别与分压检测电路（6）、输入电流检测单元（7）和开关管驱动电路（9）相连接；所述的输入电流检测单元（7）分别检测流经电感L_a、L_b和L_c后的电流。

2.根据权利要求1所述的一种三相高功率因数整流器的控制电路，其特征在于，所述的双向开关管S_a、S_b和S_c每个都由四个整流二极管D_i1、D_i2、D_i3、D_i4与一个IGBT管K_i组成，D_i2的阴极与D_i1阳极相连，D_i1的阴极接至i相电路中电感一端，D_i4的阴极与D_i3阳极相连，D_i3的阴极接至中线，D_i1的阴极、D_i3的阴极和IGBT的集电极连接在一起，D_i2的阳极、D_i4的阳极和IGBT的发射极连接在一起，其中，i=a、b、c，IGBT管的栅极与开关管驱动电路（9）相连接。

3.根据权利要求1所述的一种三相高功率因数整流器的控制电路，其特征在于，所述的三相整流电路（3）包括六个快恢复二极管D_ap、D_bp、D_cp、D_an、D_bn和D_cn，D_ap的阳极与D_an的阴极相连组成A相桥臂，D_bp的阳极与D_bn的阴极相连组成B相桥臂，D_cp的阳极与D_cn的阴极相连组成C相桥臂，D_ap、D_bp、D_cp的阴极连接在一起，同时D_an、D_bn和D_cn的阳极连接在一起。

4.根据权利要求1或2或3所述的一种三相高功率因数整流器的控制电路，其特征在于，所述的输出整流滤波电路（5）包括两个输出电解电容C_p、C_n，所述输出电解电容C_p的负极与所述输出电解电容C_n的正极相连，连接点接中性线，所述输出电解电容C_p的正极连接D_ap、D_bp和D_cp的阴极，所述输出电解电容C_n的负极连接D_an、D_bn和D_cn的阳极。

5.根据权利要求4所述的一种三相高功率因数整流器的控制电路，其特征在于，所述的分压检测电路（6）包括输出电压采样电阻R_FB1、R_FB2，输出欠电压采样电阻R_BOP1、R_BOP2和输出过电压采样电阻R_OVP1、R_OVP2，各组电压采样电阻相串联后并联在输出电容C_p的两端，且从各组电压采样电阻串联的连接处引出导线分别接入所述的单周期控制器（8）。

6.根据权利要求5所述的一种三相高功率因数整流器的控制电路，其特征在于，所述的单周期控制器（8）包括三个单周期单相PFC控制芯片IR1153S，输出电压U_o的取样值V_FB分别接至三个芯片IR1153S的VFB引脚，三个芯片的COMP引脚并联到一点，再共用一个外接电路，构成一个电压误差放大环节，输出过电压采样电压V_OVP分别接到三个芯片的OVP口，输出欠电压采样电压V_BOP分别接到三个芯片的BOP口；所述的开关管驱动电路（9）由M57959L芯片及其外围电路构成。

7.根据权利要求6所述的一种三相高功率因数整流器的控制电路，其特征在于，所述的输入电流检测单元（7）包括三个输入电流采样电路，每个输入电流采样电路由电流传感器和电流信号绝对值放大电路依次连接构成；所述的三个电流传感器的输入端分别采样三路电感电流值，所述的电感电流采样的输出信号经绝对值放大电路的输出端与单周期控制器（8）相连接。

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