CN110199463A - 用于控制电动或混合车辆上车载的充电设备的三相整流器的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种用于控制三相维也纳式整流器类型(110)的功率因数校正电路的方法，该电路包括三相二极管桥以及在中点(M)处互连的三个开关臂(S1，S2，S3)，第一和第二电容器(C1，C2)连接至该中点(M)以便分别支持该二极管桥的第一和第二输出电压(VDC_高，VDC_低)，每个臂的这些开关根据整流器的输入端处的电流调节来控制，该整流器生成要根据设定点电流值产生的相间目标电压，其中：‑在这些设定点电流的每个周期中，确定互斥的开关闭合组合以便产生目标电压，并且‑根据所确定的这些组合计算每个受控开关的占空比，从而在这两个电容器中获得相等的电流。

Description

用于控制电动或混合车辆上车载的充电设备的三相整流器的 方法
本发明涉及一种用于控制具有三相输入的充电设备的三相整流器的方法，该充电设备包括AC-DC(交流-直流)绝缘转换器。这种充电设备尤其适合于用作电动或混合机动车辆上车载的设备。
所述车辆配备有高压电池，并且通常包括车载充电器，即直接安装在车辆上的用于给电池充电的设备。所述充电设备的主要功能是从配电电网上可获得的电力对电池进行再充电。因此，其将交流电转换为直流电。针对充电设备，并且具体地针对车载充电器所期望的标准是高效、小体积、电绝缘、可靠性良好、操作安全、电磁干扰发射较低、输入电流谐波比较低。
这里，我们考虑具有三相输入的充电设备的类别，这些具有三相输入的充电设备相对于具有单相输入的充电设备具有更高的充电功率。图1展示了电动或混合车辆上车载的用于从三相电网30对该车辆的高压电池20进行再充电的绝缘充电设备10的已知拓扑结构，该车载充电设备10经由该电网的线路阻抗40连接至该三相电网。
为了执行具有电绝缘的AC-DC转换功能，已知使用包括第一AC-DC转换器和第二DC-DC(直流-直流)转换器12的充电设备10，该第一AC-DC转换器包括功率因数校正(PFC)电路11以便限制输入电流谐波，该第二DC-DC转换器用于调节电荷并且还用于为使用安全执行绝缘功能。输入滤波器13传统上集成到车载充电设备10的输入端中，PFC电路11相对于三相电网30的上游。
PFC电路11由集成控制器(未示出)管理，该集成控制器分析并实时校正电流相对于电压的表现。其通过与电压的整流正弦曲线进行比较从中推导出形状误差，并且其通过控制由于高频切割而产生的能量的量和电感中的能量储存来校正这些形状误差。更具体地，其作用是在充电器的电源的输入端处获得尽可能正弦的非相移电流。
针对PFC电路，可以实施具有三个开关的三电平三相整流器，通常被称为三相维也纳式(Vienna)整流器。就功率因数校正的性能而言，选择这种拓扑结构实际上特别有利。
专利文献CN 104811061在图1中描述了这种三相PFC整流器的模型，其中，三相交流输入电压的每个相通过对应的电感L1、L2、L3分别连接至设有功率开关单元的整流器的开关臂S1、S2、S3，这些功率开关单元各自被安排在对应电感与中点M之间，该中点在该整流器的两个输出电压之间，这两个输出电压分别与连接在该中点与正馈线之间的第一输出电容器C1上的电压以及连接在该中点与负馈线之间的第二输出电容器C2上的电压相对应。
通常，为了命令这样的整流器，人们测量每个开关的输入端处以及整流器的输出端处的电压和电流，并且使用调节回路使得可以生成设置开关的平均导通时间所需的占空因数。
将占空因数施加到三相维也纳式整流器的每个开关臂的现有技术在与：基于臂上电流的循环方向使用这两个开关中的一个或另一个。
在试图使高功率穿过充电器来对电池进行再充电的背景下，三相整流器的输出电容器处存在很大的纹波风险，这使得经由DC-DC级来调节整流器的输出电压变得更加复杂，该DC-DC级被提供以便经由电池来对储存在电容器中的能量进行放电。
需要一种适用于这种背景的用于对三相维也纳式整流器的开关臂施加占空因数的策略。
根据本发明，此目的通过一种用于控制电动或混合机动车辆上车载的电池充电设备的功率因数校正电路的方法来实现，所述充电设备能够连接至三相电网以便对该电池进行充电，并包括绝缘的AC-DC转换器，该转换器包括所述功率因数校正电路和DC-DC转换器，所述功率因数校正电路是三相维也纳式整流器，该整流器包括三相二极管桥和集成到该二极管桥中的三个开关臂，这些开关臂每个能够经由串联感应线圈连接至该三相电网的对应相之一，并且每个开关臂包括当该电网电流为正时能够被控制的高开关和当该电网电流为负时能够被控制的低开关的串联组件，这些开关臂在中点处互连，用于支持该三相二极管桥的第一输出电压的第一输出电容器和用于支持该三相二极管桥的第二输出电压的第二输出电容器连接至该中点，每个臂通过脉宽调制使用控制信号来控制，该臂的开关占空因数是根据该整流器的输入电流的调节来确定的，该整流器根据设定点电流值生成相之间的目标电压，其特征在于，所述方法包括以下步骤，其中：
-在这些设定点电流的每个周期中，确定互斥的开关闭合组合，以便通过该调节产生期望相之间的目标电压，
-根据所确定的这些开关闭合组合计算每个受控开关的占空比，以便产生相之间的目标电压，从而在这两个输出电容器中获得基本上恒定的相等电流。
“基本上”在这里指的是在若干电周期内不超过10％的偏差。
优选地，这些开关闭合组合是通过为这些设定点电流周期的每个给定时刻选择这些开关闭合组合来确定的，这些开关闭合组合使得可以根据限定能够为该电网的相之间的目标电压实现的任何电压值的两种电压状态中的一种或另一种来切断这些相间电压。
有利地，对于每个开关闭合组合，确定闭合时间，其中，使所述闭合组合所涉及的这些开关臂的受控开关处于闭合状态，并且根据所确定的这些闭合时间为每个受控开关计算占空比。
有利地，根据给定时刻的这些期望的相间目标电压以及这些输出电容器中的每个输出电容器的电流测量结果来确定这些闭合时间。
优选地，这些设定点电流的周期被分成表示这些设定点电流的完整周期的六分之一的周期部分，并且该方法的这些步骤被应用于每个周期部分。
本发明还涉及一种用于控制电动或混合机动车辆上车载的电池充电设备的功率因数校正电路的设备，所述充电设备能够连接至三相供电电网以便对该电池进行充电，并包括绝缘的AC-DC转换器，该转换器包括所述功率因数校正电路和DC-DC转换器，所述功率因数校正电路是三相维也纳式整流器，该整流器包括三个开关臂，这些开关臂每个能够借助于串联感应线圈连接至该三相供电电网的对应相之一，这些开关臂在中点处互连，用于承受三相二极管桥的第一输出电压的第一输出电容器和用于承受该三相二极管桥的第二输出电压的第二输出电容器连接至该中点，每个臂使用脉宽调制控制信号来操控，该臂的开关占空比是基于该整流器的输入电流的调节来确定的，该整流器根据设定点电流值生成相之间的目标电压，所述控制设备包括被安排成执行如以上所描述的方法的步骤的处理装置。这些处理装置可以例如包括处理器，例如微处理器、微控制器等。
本发明进一步涉及一种电动或混合机动车辆，该电动或混合机动车辆包括高压电池和车载充电设备，该车载充电设备能够从三相供电电网对该电池进行充电，所述充电设备包括绝缘的AC-DC转换器，该转换器包括功率因数校正电路和DC-DC转换器，所述功率因数校正电路是三相维也纳式整流器，所述车辆包括如以上所描述的控制设备。
参考以下附图，通过阅读下面对本发明的用于知晓而非限制性地提供的一个具体实施例的描述，本发明的其他特征和优点将会显现出来，在附图中：
-图1示意性地示出了旨在于电动或混合机动车辆上车载的电池充电设备的已知拓扑结构，
-图2示意性地示出了集成到图1的没有输入滤波器的充电设备中的三相维也纳式整流器的结构，
-图3是展示了在电网电流的周期内整流器入口处相电压V1、V2、V3的演变的简图。
因此，图2重新调用了在这里被用于校正充电设备的功率因数的三相维也纳式整流器的结构。三相维也纳式整流器110包括三个并联输入连接，这些输入连接各自借助于串联感应线圈L1、L2、L3耦合至三相供电电网4的相A、B、C并且各自连接至形成三相维也纳式整流器的第一开关臂、第二开关臂和第三开关臂的一对开关S1、S2、S3。
每一对开关S1、S2、S3包括由当相应输入电流Ia、Ib、Ic为正时被操控的第一相应开关1H、2H、3H和当该相应输入电流为负时被操控的第二相应开关1L、2L、3L形成的串联组件。换句话说，在开关支路上的单一受操控开关用于对电流进行斩波。这些开关由闭合和断开受控的半导体部件形成，例如，与二极管反向并联连接的MOS(“金属氧化物半导体(MetalOxide Semiconductor)”的缩写)晶体管。开关1H也被称为高压开关，并且开关1L被称为低压开关。
三相维也纳式整流器还包括三个并联支路1、2和3，每个支路都包括两个二极管D1和D2、D3和D4以及D5和D6，这些二极管形成了具有六个二极管的三相桥，使得可以对从三相供电电网4取得的电流和电压进行整流。三相维也纳式整流器的每个输入端通过对应的并联输入连接而连接至位于同一支路1、2和3的两个二极管之间的连接点。
支路1、2和3的两个共享端分别形成三相维也纳式整流器的正输出端子5和负输出端子6，这些端子旨在耦合至DC-DC设备。
每个相的开关臂S1、S2和S3也各自分别连接在位于第一支路1、第二支路2和第三支路3的两个二极管之间的连接点与三相维也纳式整流器的输出电压VDC_高和VDC_低的中点M之间，这些输出电压分别与三相整流器的正输出端子5与中点M之间的输出电容器C1上的电压、以及中点M与三相整流器的负输出端子6之间的输出电容器C2上的电压相对应。
应当注意的是，根据图1中展示的整体拓扑结构，输出电容器C1、C2上的电压由连接在三相维也纳式整流器的输出端上的充电设备的DC-DC转换器独立控制。换句话说，三相维也纳式整流器的输出电压由DC-DC转换器来命令。
插入充电器电源的输入端处的三相维也纳式整流器承担充电器的功率因数的校正角色。这个角色使得可以防止由充电器产生的干扰电流(谐波)循环穿过位于维也纳式整流器上游的电网的阻抗。
使用具有可变占空比的三个PWM(脉宽调制)控制信号来控制每个相的开关臂S1、S2和S3，这些占空比由例如微控制器类型的处理装置(未示出)单独地设置。因此，处理装置适合于确定整流器的开关臂的开关的开关控制装置的占空比，控制整流器的输入端处的正弦电流需要这些处理装置。应当注意的是，在每个时刻，每个开关臂只有一个开关影响相间电压，另一个开关被并联安装的二极管短路。
令V1、V2和V3为作为三相维也纳式整流器的输入的在相与中性点之间的相到地电压，并且L为串联连接在点A、点B和点C与整流器的开关臂之间的电感L1、L2和L3的值。
要经由开关臂施加的斩波占空比的计算是根据在一段时间内变化的相电压的值来完成的。为此，三相电网电流的周期被分成六个周期部分，如由图3示出的，展示了由相电压V1、V2、V3示出的设定点电流在电网电流的周期内的演变。由于人们正在寻求具有最接近1的功率因数，因此每个臂上的相电压将与电流同相。可以很容易根据设定点电流识别出图3中的P1至P6所表示的周期部分。例如，周期部分P1对应于第一开关臂1上的正设定点电流、以及第二开关臂S2和第三开关臂S3上的负设定点电流。
对于如此识别的每个周期部分，将确定能够针对整流器的开关臂S1、S2和S3的不同可能开关闭合组合实现的相间电压V12和V13。应当注意的是，在每个时刻，在开关臂上使用单个受控开关来对电流进行斩波，使得每个臂只有一个开关影响相间电压，另一个被并联的二极管短路。
对于第一周期部分P1，可以基于闭合的开关实现以下相间电压：
闭合开关 V<sub>12</sub> V<sub>13</sub>
全部打开 2*Vdc 2*Vdc
S1 Vdc Vdc
S2 Vdc 2*Vdc
S3 2*Vdc Vdc
S1S2 0 Vdc
S1S3 Vdc 0
S2S3 Vdc Vdc
S1S2S3 0 0
基于每个相的开关的闭合组合，由此可以针对相间电压V12和V13产生在0与2*Vdc之间的电压值。为了限制电流波动，选择在两个闭合状态之间切换，即产生在0V与Vdc之间的电压，将选择0V或Vdc下的状态，而对于在Vdc与2*Vdc之间的电压，将选择Vdc或2*Vdc下的状态。
该策略必须使得可以解决每个给定时刻的所有可能情况。在下文中，我们将提供一个示例应用，理解的是该方法对于任何期望的控制值V12和V13都将是完全相同的。
我们将考虑我们将自己置于第一个所识别周期部分P1的开始处的示例。在实施将生成将经由开关臂实现的电压的功率调节期间，控制三相维也纳式整流器的输入端处的每个电流(例如，相A与相B之间的差分电流Iab)的等式如下：
其中，V12_命令控制是通过调节施加的控制电压。
我们可以估计前述等式左边的项的数量级。对于相之间以22kW命令的电流：
其导数等于：
通过将导数乘以L＝60μH，得到：
在整流器V12的输入端处测量的相间电压与通过调节V12_命令控制命令的相间电压之间的差是正弦的，幅值约为1.5V。根据以构成的电压的幅值，电压之间的差对于稳态命令是准零。
在第一周期部分P1(Vdc约为400V)的开始处，具有：
V12_目标>Vdc
V13_目标>Vdc
为了限制电流“纹波”，如先前指示的，我们将利用在两个最接近的状态之间所选择的值来生成这些电压差。换句话说，要生成V12，我们将在Vdc或2*Vdc下的两种状态之间进行选择，而要产生V13，我们将选择在0与Vdc之间的状态。因此，使用先前示出的表格，下面以灰色指示的某些开关闭合组合被排除在命令之外：
因此，针对V12和V13可以产生的电压、以及输出电容器C1和C2上的电流(分别为I_高和I_低)都是作为所选择的开关组合的函数：
因此，我们具有4种互斥的开关闭合组合。
从这4种闭合组合或以下四个变量开始：
Alpha_1闭合时间，其中，我们具有以下闭合组合：开关臂S1的受控开关处于闭合状态；
Alpha_3闭合时间，其中，我们具有以下闭合组合：开关臂S3的受控开关处于闭合状态；
Alpha_13闭合时间，其中，我们具有以下闭合组合：开关臂S1和S3的受控开关处于闭合状态；
Alpha_23闭合时间，其中，我们具有以下闭合组合：开关臂S2和S3的受控开关处于闭合状态。
换句话说，先前限定的这些变量中的每个变量都表示相关开关闭合组合激活时的斩波周期的时间百分比。
现在我们可以写出以下等式：
a)在下文中，等式描述了目标电压V12_目标或要根据通过调节施加的控制来实现的电压V12的构成：
(1)V12_目标＝Alpha_1*Vdc+Alpha_3*2*Vdc+Alpha_13*Vdc+Alpha_23*Vdc
b)在下文中，等式描述了目标电压V13_目标或要根据通过调节施加的控制来实现的电压V13的构成：
(2)V13_目标＝Alpha_1*Vdc+Alpha_3*Vdc+Alpha_13*0+Alpha_23*Vdc＝
c)在下文中，等式描述了在输出电容器C1和C2上提供相等的电流(I_高＝I_低)：
I_高＝Alpha_3*I_1+Alpha_23*I_1
I_低＝Alpha_1*I_1+Alpha_3*I_2+Alpha_13*I_2
其产生以下等式(3)，以在每个输出电容器中具有相等的电流分布：
(3)Alpha_1*(-I_1)+Alpha_3*(I_1-I_2)+Alpha_13*(-I_2)+Alpha_23*(I_1)＝0
d)在下文中，等式描述了所有斩波占空比之和等于1(周期的100％)：
所有占空比之和等于1(周期的100％)
(4)Alpha_1+Alpha_3+Alpha_13+Alpha_23＝1
或者由4个等式(1)、(2)、(3)和(4)组成的系统，其中具有4个未知数Alpha_1、Alpha_3、Alpha_13、Alpha_23。在给定时刻，其可以根据V12_目标和V13_目标的值、以及输出电容器C1和C2上的电流测量结果I_1和I_2来分别求解。
通过将等式(1)和(4)进行组合，得到：
Vdc*(2*Alpha_3+Alpha_1+Alpha_13+Alpha_23)＝V12_目标
或者：
然后，通过将等式(2)和(4)进行组合，得到：
Vdc*(Alpha_3+Alpha_1+Alpha_23)＝V13_目标
或者：
然后，通过将具有如先前限定的Alpha_3和Alpha_13的等式(3)和(4)进行组合，得到：
根据等式(4)：
Alpha_1＝1-Alpha_3-Alpha_13-Alpha_23
然后，根据等式(3)：
I_1*(Alpha_3-1+Alpha_3+Alpha_13+Alpha_23+Alpha_23)+I_2*(-Alpha_3-Alpha_13)＝0
或者：
并且最后，等式(4)完成了该问题的求解：
Alpha_1＝1-Alpha_3-Alpha13-Alpha23
然后，可以根据上述表格中限定的4种开关闭合组合来计算每个开关的占空比，这些组合被考虑在内以产生通过调节生成的电压。
开关臂S1的受控开关的闭合占空比dyc1对应于具有其中所述开关是闭合的闭合组合的闭合时间之和，或者：
dyc1＝Alpha_1+Alpha_13
开关臂S2的受控开关的闭合占空比dyc2对应于具有其中所述开关是闭合的闭合组合的闭合时间之和，或者：
dyc2＝Alpha_23
开关臂S3的受控开关的闭合占空比dyc3对应于具有其中所述开关是闭合的闭合组合的闭合时间之和，或者：
dyc3＝Alpha_1+Alpha_13+Alpha_23
然后可以选择按以下顺序产生闭合组合：开关臂S2和S3的受控开关闭合，然后开关臂S3的受控开关闭合，然后开关臂S1和S3的受控开关闭合，并且最后开关臂S1的受控开关闭合。因此，通过做出这个选择，可以如下分别针对开关臂S1、S2和S3的受控开关的闭合来固定闭合的延迟dly1、dly2和dly3：
dly1＝1-dyc1
dly2＝0
dly3＝0
应当注意的是，如果臂的电流为正，则闭合占空比和闭合延迟将如先前限定的那样施加到所讨论的臂的高压开关，而如果所讨论的臂的电流为负，则闭合占空比和闭合延迟将施加到低压开关。
根据等式2，考虑I_高的示例：
I_高＝Alpha_3*I_1+Alpha_23*I_1
在这个等式中，通过替换为确定比率Alpha_3和Alpha_23而获得的公式，得到：
I_高＝I_1*(Alpha_3+Alpha_23)
＝I_1*(I_2/(2*I_1)*(V_13-V_12)/V_dc+1/2*(1+(V_13-V_dc)/V_dc))
＝1/(2*V_dc)*(I_2*V_23+I_1*V_13)
接下来，我们可以进入相到地电压坐标系，并认为不存在共享模式，或者I_1+I_2+I_3＝0，由此：
I_高＝1/(2*V_dc)*(V_1*I_1+V_2*I_2+V_3*(-I_1-1_2))
＝1/(2*V_dc)*(V_1*I_1+V_2*I_2+V_3*I_3)
因此，如果充电器以恒定功率充电，则每个相消耗的功率之和必须恒定且等于充电功率，由此：
I_高＝1/(2*V_dc)*P_电荷
在充电功率恒定的同时，电流I_高确实是恒定的。由于I_高＝I_低，因此I_低也是如此。
由于这种用于控制开关的策略以使得可以在每个输出电容器中均匀地分布电流，可以减少在三相维也纳式整流器的输出电容器中循环的最大电流。这提供了非常准确地提供PFC容量的可能性。此外，对于输出电容器上的恒定且相等的电压，这种策略使得可以保证每个输出电容器上的功率恒定，从而使得由DC/DC转换级对整流器的输出的调节更加鲁棒，这是由于其将必须向电池放电的能量流(功率)是恒定的。

Claims (7)

1.一种用于控制电动或混合机动车辆上车载的电池(20)充电设备(10)的功率因数校正电路(11)的方法，所述充电设备能够连接至三相电网(4)以便对该电池进行充电，并包括绝缘的AC-DC转换器，该转换器包括所述功率因数校正电路(11)和DC-DC转换器(12)，所述功率因数校正电路是三相维也纳式整流器(110)，该整流器包括三相二极管桥和集成到该二极管桥中的三个开关臂(S1，S2，S3)，这些开关臂每个能够经由串联感应线圈(L1，L2，L3)连接至该三相电网(4)的对应相(A，B，C)之一，并且每个开关臂包括当该电网电流为正时能够被控制的高开关和当该电网电流为负时能够被控制的低开关的串联组件，这些开关臂(S1，S2，S3)在中点(M)处互连，用于支持该三相二极管桥的第一输出电压(VDC_高)的第一输出电容器(C1)和用于支持该三相二极管桥的第二输出电压(VDC_低)的第二输出电容器(C2)连接至该中点，每个臂通过脉宽调制使用控制信号来控制，该臂的开关占空因数是根据该整流器的输入电流的调节来确定的，该整流器根据设定点电流值生成相之间的目标电压，其特征在于，所述方法包括以下步骤，其中：
-在这些设定点电流的每个周期中，确定互斥的开关闭合组合，以便通过该调节产生期望相之间的目标电压，
-根据所确定的这些开关闭合组合计算每个受控开关的占空比，以便产生相之间的目标电压，从而在这两个输出电容器中获得基本上恒定的相等电流。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，这些开关闭合组合是通过为这些设定点电流周期的每个给定时刻选择这些开关闭合组合来确定的，这些开关闭合组合使得可以根据限定能够为该电网的相之间的目标电压实现的任何电压值的两种电压状态中的一种或另一种来切断这些相间电压。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，对于每个开关闭合组合，确定闭合时间，其中，使所述闭合组合所涉及的这些开关臂的受控开关处于闭合状态，并且根据所确定的这些闭合时间为每个受控开关计算占空比。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，根据给定时刻的这些期望的相间目标电压以及这些输出电容器中的每个输出电容器的电流测量结果来确定这些闭合时间。
5.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其特征在于，这些设定点电流的周期被分成表示这些设定点电流的完整周期的六分之一的周期部分，并且该方法的这些步骤被应用于每个周期部分。
6.一种用于控制电动或混合机动车辆上车载的电池(20)充电设备(10)的功率因数校正电路(11)的设备，所述充电设备能够连接至三相供电电网(4)以便对该电池进行充电，并包括绝缘的AC-DC转换器，该转换器包括所述功率因数校正电路(11)和DC-DC转换器(12)，所述功率因数校正电路(11)是三相维也纳式整流器(110)，该整流器包括三个开关臂(S1，S2，S3)，这些开关臂每个能够借助于串联感应线圈(L1，L2，L3)连接至该三相供电电网(4)的对应相(A，B，C)之一，这些开关臂(S1，S2，S3)在中点(M)处互连，用于承受三相二极管桥的第一输出电压(VDC_高)的第一输出电容器(C1)和用于承受该三相二极管桥的第二输出电压(VDC_低)的第二输出电容器(C2)连接至该中点，每个臂使用脉宽调制控制信号来操控，该臂的开关占空比是基于该整流器的输入电流的调节来确定的，该整流器根据设定点电流值生成相之间的目标电压，所述控制设备包括被安排成执行根据权利要求1至5中任一项所述的方法的步骤的处理装置。
7.一种电动或混合机动车辆，包括高压电池和车载充电设备，该车载充电设备能够从三相供电电网对该电池进行充电，所述充电设备包括绝缘的AC-DC转换器，该转换器包括功率因数校正电路(11)和DC-DC转换器(12)，所述功率因数校正电路(11)是三相维也纳式整流器，所述车辆包括根据权利要求6所述的控制设备。
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