CN109831094A - 一种Boost PFC变换器的无模型预测电流控制系统及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种Boost PFC变换器的无模型预测电流控制系统及其控制方法。控制系统包括Boost PFC变换器系统、电流内环控制模块和电压外环控制模块。本发明通过建立基于实时更新的统一超局部模型，实现对变换器运行于不同导通模式时的自适应建模，再设计匹配的无模型预测电流控制器，从而不仅能够有效提升对变换器参数变化及内、外部扰动的鲁棒性，还能够避免额外的模式识别算法或硬件检测电路，同时提高电流控制环路的动态响应速度，有效改善变换器在中轻载运行工况中的电流控制性能。

Description

一种Boost PFC变换器的无模型预测电流控制系统及其控制 方法

技术领域

本发明涉及Boost PFC变换器技术领域，具体涉及一种Boost PFC变换器的无模型预测电流控制系统及其控制方法。

背景技术

随着电网谐波污染问题的日益加剧，谐波抑制标准如IEC61000-3-2对相关设备注入电网的谐波电流规范不断加强。为了减少设备对电网的谐波污染，满足谐波抑制要求，功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)变换器不断获得研究重视。平均电流控制(Average Current Control，ACM)的Boost变换器由于具有动态响应速度快、结构简单的优点，同时可以满足高功率密度和高效率的设计需求，在功率因数校正电路中获得了广泛应用。根据电感电流在一个开关周期中的导通状态，变换器运行于连续导通模式(ContinuousConduction Mode，CCM)和断续导通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)。此外，当变换器在中等功率工况运行时，输入电流过零点附近电感电流断续，输入电流峰值处电感电流连续，这种在一个工频周期中同时出现CCM和DCM模式，称之为混合导通模式(MixedConduction Mode，MCM)。

PI控制具有结构简单和易于实现等优点，传统的PFC控制主要是基于CCM变换器的数学模型，再设计PI电流控制器，控制变换器的交流输入电流正弦化并与输入电压同相位，实现功率因数校正。遗憾的是基于CCM变换器数学模型的PI控制，存在对变换器参数变化及内、外部扰动敏感的不足。此外，在中轻载运行工况中，由于存在断续导通模式，导致PI控制的PFC变换器出现交流输入电流畸变现象，究其原因，一是当变换器运行于CCM时，其平均电感电流与占空比呈线性关系，而变换器运行于DCM时，其平均电感电流与占空比的平方成正比，呈非线性关系，导致PI控制的PFC变换器输入电流不能完全正弦化；其二是PI控制器因欠缺足够的带宽，难以控制变换器平均电感电流对正弦参考电流的准确跟踪，导致PFC变换器出现交流输入电流畸变。

为了提高PFC变换器电流控制的动态响应速度，实现准确的电流跟踪，在PI控制的基础上提出的占空比前馈控制能够提升PFC变换器电流控制的动态响应速度，有效改善运行于CCM的变换器输入电流畸变，但是，对于运行于DCM的变换器，占空比前馈控制仍然难以获得满意的电流控制性能。此外，占空比前馈控制依赖于被控系统数学模型的准确建立，依然存在对变换器参数变化及内、外部扰动敏感的不足。为此，现有的解决方案是分别设计PFC变换器的CCM控制器和DCM控制器，实现对变换器不同导通模式下平均电感电流的有效控制。但是，需要设计额外的模式识别算法或者硬件检测电路以准确实时识别变换器的导通模式，无疑增加了实现难度或硬件电路复杂度。此外，预测控制拥有高动态响应、清晰的物理概念等技术优势，但是，预测控制本质上是依赖于模型的控制方法，同样存在对变换器参数变化及内、外部扰动敏感的不足。

发明内容

本发明的目的在于提供一种Boost PFC变换器的无模型预测电流控制系统及其控制方法，该控制系统及其控制方法不仅能够有效提升对变换器参数变化及内、外部扰动的鲁棒性，还能够避免额外的模式识别算法或硬件检测电路，同时提高电流控制环路的动态响应速度，有效改善变换器在中轻载运行工况中的电流控制性能。

为实现上述目的，本发明采用了以下技术方案：

一种Boost PFC变换器的无模型预测电流控制系统，包括Boost PFC变换器系统、电流内环控制模块和电压外环控制模块。

具体地说，所述Boost变换器系统包括输入电源v_in、二极管整流桥、升压电感L、功率开关器件S、续流二极管D0、输出电容C_o、负载、电流传感器、输入电压传感器和输出电压传感器；所述二极管整流桥包括二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4；所述输入电源v_in的一端接二极管D1的阳极，另一端接二极管D2的阳极；所述二极管D1和二极管D2的阴极均经升压电感L接续流二极管D0的阳极；所述二极管D1的阳极接二极管D3的阴极，二极管D2的阳极接二极管D4的阴极，二极管D3和二极管D4的阳极均接地；所述功率开关器件S的源极接地，漏极接续流二极管D0的阳极；所述输出电容C_o的一端接地，另一端接续流二极管D0的阴极；所述负载并联在输出电容C_o的两端；所述输入电压传感器接二极管D1的阳极，所述输出电压传感器的输入端接续流二极管D0的阴极；所述电流传感器的输入端连接在二极管D4的阳极与功率开关器件S的源极之间的支路上。

所述电流内环控制模块包括参考电流生成模块、无模型预测电流控制器和PWM调制模块；所述电压外环控制模块包括陷波器和PI电压控制器；所述陷波器的输入端接输出电压传感器的输出端，陷波器的输出端接PI电压控制器的输入端，PI电压控制器的输出端接参考电流生成模块的第一输入端；参考电流生成模块的第二输入端接输入电压传感器的输出端，参考电流生成模块的输出端接无模型预测电流控制器的第一输入端；无模型预测电流控制器的第二输入端接电流传感器的输出端，无模型预测电流控制器的输出端接PWM调制模块的输入端；PWM调制模块的输出端接功率开关器件S的门极。

进一步的，所述输入电源为交流电源。

本发明还涉及一种上述Boost PFC变换器的无模型预测电流控制系统的控制方法，该方法包括以下步骤：

(1)采用电压外环控制模块，对第k个采样周期T_k中的输出电压v_o[k]和输出电压参考值v_{o_ref}[k]进行处理，获取第k个采样周期T_k的参考输入电流幅值其中，k为正整数。

(2)采用参考电流生成模块对第k个采样周期T_k中的参考输入电流幅值和输入电压v_in[k]进行处理，获得第k个采样周期T_k的电感电流参考值

(3)根据第k-n_F个采样周期T_k-nF的电感电流i_L[k-n_F]至第k个采样周期T_k的电感电流i_L[k]、第k-n_F-2个采样周期的占空比控制信号d[k-n_F-2]至第k-2个采样周期T_k-2的占空比控制信号d[k-2]，求得第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值

(4)根据第k个采样周期中的系统已知量和未知量的估计值占空比控制信号d[k]和占空比系数α[k]，建立不同导通模式下的Boost PFC变换器的统一超局部模型，并对统一超局部模型进行离散化处理。

(5)根据离散化的统一超局部模型，设计匹配的无模型预测电流控制器，采用无模型预测电流控制器求得第k个采样周期T_k的占空比控制信号d[k]。

(6)利用第k个采样周期T_k的占空比控制信号d[k]对PWM调制模块中的三角载波信号进行调制处理，获得第k个采样周期T_k的功率开关器件驱动信号S[k]，从而控制BoostPFC变换器的功率开关器件动作，实现对Boost PFC变换器的电感电流控制。

进一步的，步骤(1)中所述的“采用电压外环控制模块，获取第k个采样周期T_k的参考输入电流幅值”，其具体包括以下步骤：

在第k个采样周期T_k中，利用输出电压传感器获得第k个采样周期T_k的输出电压v_o[k]，将第k个采样周期T_k的输出电压参考值v_{o_ref}[k]与第k个采样周期T_k的输出电压v_o[k]进行相减运算处理，获得第k个采样周期T_k的输出电压误差值e_v[k]，将第k个采样周期T_k的输出电压误差值e_v[k]经过陷波器处理后，输入PI电压控制器获得第k个采样周期T_k的参考输入电流幅值

进一步的，步骤(2)中所述的“采用参考电流生成模块对第k个采样周期T_k中的参考输入电流幅值和输入电压v_in[k]进行处理，获得第k个采样周期T_k的电感电流参考值其具体包括以下步骤：

在第k个采样周期T_k中，利用输入电压传感器获得第k个采样周期T_k的输入电压v_in[k]，利用参考电流生成模块对第k个采样周期T_k的输入电压v_in[k]和第k个采样周期T_k的参考输入电流幅值进行处理，获得第k个采样周期T_k的电感电流参考值

进一步的，步骤(3)中所述的“根据第k-n_F个采样周期的电感电流i_L[k-n_F]至第k个采样周期T_k的电感电流i_L[k]、第k-n_F-2个采样周期的占空比控制信号d[k-n_F-2]至第k-2个采样周期T_k-2的占空比控制信号d[k-2]，求得第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值”，其具体包括以下步骤：

(31)在第k个采样周期T_k中，利用电流传感器获得第k个采样周期T_k的电感电流i_L[k]。

(32)在第k个采样周期T_k中，根据第k-n_F个采样周期的电感电流i_L[k-n_F]至第k个采样周期T_k的电感电流i_L[k]、第k-n_F-2个采样周期的占空比控制信号d[k-n_F-2]至第k-2个采样周期T_k-2的占空比控制信号d[k-2]，利用式(1)获得第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值

式(1)中，表示第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值；n_F表示数据窗口长度，取正整数；k为正整数；m为k-n_F+1至k之间的整数(包含k-n_F+1和k)；T为采样周期；α[k]是由设计者整定的占空比系数；i_L[m-1]表示第m-1个采样周期T_m-1的电感电流；i_L[m]表示第m个采样周期T_m的电感电流；d[m-3]表示第m-3个采样周期T_m-3的占空比控制信号；d[m-2]表示第m-2个采样周期T_m-2的占空比控制信号；当m≤0时，i_L[m-1]＝i_L[m]＝0；当m≤2时，d[m-3]＝d[m-2]＝0。

进一步的，步骤(4)中所述的“根据第k个采样周期中的系统已知量和未知量的估计值占空比控制信号d[k]和占空比系数α[k]，建立不同导通模式下的Boost PFC变换器的统一超局部模型，并对统一超局部模型进行离散化处理；”，其具体包括以下步骤：

(41)利用第k个采样周期T_k的的系统已知量和未知量的估计值第k个采样周期T_k的占空比控制信号d[k]和占空比系数α[k]，建立不同导通模式下的Boost PFC变换器的统一超局部模型如式(2)所示：

式(2)中，表示电感电流的一阶微分；表示第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值；α[k]是由设计者整定的占空比系数；d[k]表示第k个采样周期T_k的占空比控制信号。

(42)采用式(3)对Boost PFC变换器的统一超局部模型离散化；

式(3)中，i_L[k+2]表示第k+2个采样周期T_k+2的电感电流；i_L[k]表示第k个采样周期T_k的电感电流；T为采样周期；表示第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值；α[k]是由设计者整定的占空比系数；d[k]表示第k个采样周期T_k的占空比控制信号。

进一步的，步骤(5)所述的“根据离散化的统一超局部模型，设计匹配的无模型预测电流控制器，采用无模型预测电流控制器求得第k个采样周期T_k的占空比控制信号d[k]；”，其具体包括以下步骤：

为了准确跟踪第k+2个采样周期T_k+2的电感电流参考值采用第k+2个采样周期T_k+2的电感电流参考值代替式(3)中第k+2个采样周期T_k+2的电感电流i_L[k+2]，利用式(4)求得第k个采样周期T_k的占空比控制信号d[k]。

式(4)中，d[k]表示第k个采样周期T_k的占空比控制信号；T为采样周期；α[k]是由设计者整定的占空比系数；表示第k+2个采样周期T_k+2的电感电流参考值；i_L[k]表示第k个采样周期T_k的电感电流；表示第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值。

由以上技术方案可知，本发明建立了不同导通模式下的Boost PFC变换器的统一超局部模型，在克服控制器对系统参数依赖的同时，实现了对变换器运行于不同导通模式时的自适应建模，避免了额外的模式识别算法或硬件检测电路；基于统一超局部模型设计无模型预测电流控制器，提高了电流控制环路的动态响应速度，有效改善了变换器在中轻载运行工况中的电流控制性能。

附图说明

图1是本发明中控制系统的原理框图；

图2是本发明中控制方法的方法流程图；

图3是25％额定输出功率时PI电流控制的系统输入电流的稳态仿真波形图；

图4是25％额定输出功率时无模型预测电流控制的系统输入电流的稳态仿真波形图；

图5是100％额定输出功率时无模型预测电流控制的系统输入电流的稳态仿真波形图；

图6是25％额定输出功率时PI电流控制的系统输入电流的稳态实验波形图；

图7是25％额定输出功率时无模型预测电流控制的系统输入电流的稳态实验波形图；

图8是100％额定输出功率时无模型预测电流控制的系统输入电流的稳态实验波形图；

图9是负载功率由50％额定输出功率跳变至100％额定输出功率的无模型预测电流控制系统动态实验波形图；

图10是负载功率由100％额定输出功率跳变至50％额定输出功率的无模型预测电流控制系统动态实验波形图；

图11是无模型预测电流控制和PI电流控制的Boost PFC变换器输入电流总谐波畸变率的曲线图；

图12是无模型预测电流控制和PI电流控制的Boost PFC变换器输入电流功率因数的曲线图；

图13是25％额定输出功率时无模型预测电流控制和PI电流控制的谐波电流的柱状图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步说明：

如图1所示的一种Boost PFC变换器的无模型预测电流控制系统，包括Boost PFC变换器系统、电流内环控制模块和电压外环控制模块。

具体地说，所述Boost变换器系统包括输入电源v_in、二极管整流桥、升压电感L、功率开关器件S、续流二极管D0、输出电容C_o、负载、电流传感器、输入电压传感器和输出电压传感器；所述二极管整流桥包括二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4；所述输入电源v_in的一端接二极管D1的阳极，另一端接二极管D2的阳极；所述二极管D1和二极管D2的阴极均经升压电感L接续流二极管D0的阳极；所述二极管D1的阳极接二极管D3的阴极，二极管D2的阳极接二极管D4的阴极，二极管D3和二极管D4的阳极均接地；所述功率开关器件S的源极接地，漏极接续流二极管D0的阳极；所述输出电容C_o的一端接地，另一端接续流二极管D0的阴极；所述负载并联在输出电容C_o的两端；所述输入电压传感器接二极管D1的阳极，所述输出电压传感器的输入端接续流二极管D0的阴极；所述电流传感器的输入端连接在二极管D4的阳极与功率开关器件S的源极之间的支路上。

所述电流内环控制模块包括参考电流生成模块、无模型预测电流控制器和PWM调制模块；所述电压外环控制模块包括陷波器和PI电压控制器；所述陷波器的输入端接输出电压传感器的输出端，陷波器的输出端接PI电压控制器的输入端，PI电压控制器的输出端接参考电流生成模块的第一输入端；参考电流生成模块的第二输入端接输入电压传感器的输出端，参考电流生成模块的输出端接无模型预测电流控制器的第一输入端；无模型预测电流控制器的第二输入端接电流传感器的输出端，无模型预测电流控制器的输出端接PWM调制模块的输入端；PWM调制模块的输出端接功率开关器件S的门极。

进一步的，所述输入电源为交流电源。

本发明所述的Boost PFC变换器的无模型预测电流控制系统的工作原理为：

所述Boost PFC变换器系统由输入电源v_in供电，经过不可控二极管整流桥的整流处理获得脉动的半波直流电压，在功率开关器件S的导通和关断作用下，利用升压电感L的储能作用、续流二极管D的续流作用和输出电容C_o的储能作用，完成对Boost PFC变换器的电感电流控制，从而实现Boost PFC变换器的功率因数校正和稳定输出电压的功能。

实际的输出电压信号连接输出电压传感器的输入端，利用输出电压传感器检测获得采样输出电压，电压外环控制模块利用采样输出电压与输出电压参考值进行相减运算获得输出电压的误差值，输出电压误差值输入陷波器，利用陷波器消除电压环路中的二倍频纹波的影响，陷波器的输出端与PI电压控制器的输入端相连接，陷波器的输出信号传输到PI电压控制器，经过PI电压控制器的调节作用获得参考输入电流的幅值信号，PI电压控制器的输出端与参考电流生成模块的第一输入端相连接，PI电压控制器生成的参考输入电流幅值信号将传输到参考电流生成模块。

实际的输入电压信号连接输入电压传感器的输入端，利用输入电压传感器检测获得采样输入电压，输入电压传感器的输出端与电流内环控制模块中的参考电流生成模块的第二输入端相连接，将采样输入电压输入参考电流生成模块，参考电流生成模块对采样输入电压进行绝对值运算和单位化运算，获得单位化的半波正弦信号，将单位化的半波正弦信号与参考输入电流幅值信号进行相乘运算获得电感电流参考信号。参考电流生成模块的输出端与无模型预测电流控制器的第一输入端相连接，参考电流生成模块输出的电感电流参考信号将输入无模型预测电流控制器。实际的电感电流信号连接电流传感器的输入端，利用电流传感器检测获得采样电感电流，电流传感器的输出端与无模型预测电流控制器的第二输入端相连接，将采样电感电流输入无模型预测电流控制器。

无模型预测电流控制器中包含了值估计模块和无模型预测电流控制算法模块。值估计模块利用采样电感电流信号和占空比控制信号进行运算生成估计值无模型预测电流控制算法模块利用估计值采样电感电流信号和电感电流参考信号，生成占空比控制信号。无模型预测电流控制器的输出端与PWM调制模块的输入端相连接，无模型预测电流控制器生成的占空比控制信号输入PWM调制模块。利用占空比控制信号对PWM调制模块中的三角载波信号进行调制处理，生成功率开关器件的驱动信号。PWM调制模块的输出端与功率开关器件的门极输入端相连接，PWM调制模块生成的驱动信号输入功率开关器件，驱动功率开关器件的导通与关断动作，实现对Boost PFC变换器的无模型预测电流控制。

如图2所示，本发明还涉及一种上述Boost PFC变换器的无模型预测电流控制系统的控制方法，该方法包括以下步骤：

S1、定义正整数k，采用电压外环控制模块中的陷波器和PI控制器，对第k个采样周期T_k中的输出电压v_o[k]和输出电压参考值v_{o_ref}[k]进行处理，获取第k个采样周期T_k的参考输入电流幅值具体地说，在第k个采样周期T_k中，利用输出电压传感器获得第k个采样周期T_k的输出电压v_o[k]，将第k个采样周期T_k的输出电压参考值v_{o_ref}[k]与第k个采样周期T_k的输出电压v_o[k]进行相减运算处理，获得第k个采样周期T_k的输出电压误差值e_v[k]，将第k个采样周期T_k的输出电压误差值e_v[k]经过陷波器处理后，输入PI电压控制器获得第k个采样周期T_k的参考输入电流幅值

S2、采用参考电流生成模块对第k个采样周期T_k中的参考输入电流幅值和输入电压v_in[k]进行处理，获得第k个采样周期T_k的电感电流参考值具体地说，在第k个采样周期T_k中，利用输入电压传感器获得第k个采样周期T_k的输入电压v_in[k]，利用参考电流生成模块对第k个采样周期T_k的输入电压v_in[k]和第k个采样周期T_k的参考输入电流幅值进行处理，获得第k个采样周期T_k的电感电流参考值

S3、根据第k-n_F个采样周期的电感电流i_L[k-n_F]至第k个采样周期T_k的电感电流i_L[k]、第k-n_F-2个采样周期的占空比控制信号d[k-n_F-2]至第k-2个采样周期T_k-2的占空比控制信号d[k-2]，求得第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值S3具体包括以下步骤：

S31、在第k个采样周期T_k中，利用电流传感器获得第k个采样周期T_k的电感电流i_L[k]。

S32、在第k个采样周期T_k中，根据第k-n_F个采样周期的电感电流i_L[k-n_F]至第k个采样周期T_k的电感电流i_L[k]、第k-n_F-2个采样周期的占空比控制信号d[k-n_F-2]至第k-2个采样周期T_k-2的占空比控制信号d[k-2]，利用式(1)获得第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值

式(1)中，表示第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值；n_F表示数据窗口长度，取正整数；k为正整数；m为k-n_F+1至k之间的整数(包含k-n_F+1和k)；T为采样周期；α[k]是由设计者整定的占空比系数；i_L[m-1]表示第m-1个采样周期T_m-1的电感电流；i_L[m]表示第m个采样周期T_m的电感电流；d[m-3]表示第m-3个采样周期T_m-3的占空比控制信号；d[m-2]表示第m-2个采样周期T_m-2的占空比控制信号；当m≤0时，i_L[m-1]＝i_L[m]＝0；当m≤2时，d[m-3]＝d[m-2]＝0。

以计算第10个采样周期T₁₀的系统已知量和未知量的估计值为例，选取采样周期T为20微妙，数据窗口长度n_F为12，占空比系数α[k]为电感值L为500微亨，根据式(1)计算可获得

其中，表示第10个采样周期T₁₀的系统已知量和未知量的估计值；v_o[10]表示第10个采样周期T₁₀中的输出电压；m为-1至10之间的整数(包含-1和10)；i_L[m-1]表示第m-1个采样周期T_m-1的电感电流；i_L[m]表示第m个采样周期T_m的电感电流；d[m-3]表示第m-3个采样周期T_m-3的占空比控制信号；d[m-2]表示第m-2个采样周期T_m-2的占空比控制信号；当m≤0时，i_L[m-1]＝i_L[m]＝0，即i_L[-2]＝i_L[-1]＝i_L[0]＝0；当m≤2时，d[m-3]＝d[m-2]＝0，d[-4]＝d[-3]＝d[-2]＝d[-1]＝d[0]＝0；当计算的计算式展开时，式中所包含的i_L[1]…i_L[10]可由步骤S31获得，式中所包含的d[0]…d[8]可由之前的采样周期中计算获得。

S4、根据第k个采样周期中的系统已知量和未知量的估计值占空比控制信号d[k]和占空比系数α[k]，建立不同导通模式下的Boost PFC变换器的统一超局部模型，并对统一超局部模型进行离散化处理。步骤S4具体包括以下步骤：

S41、利用第k个采样周期T_k的的系统已知量和未知量的估计值第k个采样周期T_k的占空比控制信号d[k]和占空比系数α[k]，建立不同导通模式下的Boost PFC变换器的统一超局部模型如式(2)所示：

式(2)中，表示电感电流的一阶微分；表示第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值；α[k]是由设计者整定的占空比系数；d[k]表示第k个采样周期T_k的占空比控制信号。

S42、采用式(3)对Boost PFC变换器的统一超局部模型离散化；

式(3)中，i_L[k+2]表示第k+2个采样周期T_k+2的电感电流；i_L[k]表示第k个采样周期T_k的电感电流；T为采样周期；表示第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值；α[k]是由设计者整定的占空比系数；d[k]表示第k个采样周期T_k的占空比控制信号。

S5、根据离散化的统一超局部模型，设计匹配的无模型预测电流控制器，采用无模型预测电流控制器求得第k个采样周期T_k的占空比控制信号d[k]。步骤S5具体包括以下步骤：

为了准确跟踪第k+2个采样周期T_k+2的电感电流参考值采用第k+2个采样周期T_k+2的电感电流参考值代替式(3)中第k+2个采样周期T_k+2的电感电流i_L[k+2]，利用式(4)求得第k个采样周期T_k的占空比控制信号d[k]。

式(4)中，d[k]表示第k个采样周期T_k的占空比控制信号；T为采样周期；α[k]是由设计者整定的占空比系数；表示第k+2个采样周期T_k+2的电感电流参考值；i_L[k]表示第k个采样周期T_k的电感电流；表示第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值。

S6、利用第k个采样周期T_k的占空比控制信号d[k]对PWM调制模块中的三角载波信号进行调制处理，获得第k个采样周期T_k的功率开关器件驱动信号S[k]，从而控制BoostPFC变换器的功率开关器件动作，实现对Boost PFC变换器的电感电流控制。对第k个采样周期的Boost PFC变换器的无模型预测电流控制完成后，将k+1赋值给k，并返回执行步骤S1，进行下一采样周期的控制，从而实现对Boost PFC变换器的实时的无模型预测电流控制。

由于Boost PFC变换器在中轻载运行时存在电感电流的断续导通模式，而线性的PI电流控制器难以有效地控制平均电感电流，导致输入电流存在较为严重的畸变。因此，为改善输入电流质量，本发明提出一种基于Boost PFC变换器的统一超局部模型并结合预测控制方法，建立了无模型预测电流控制器以生成合适的占空比控制信号并提高电流环路的响应速度。本发明提出了Boost PFC变换器的无模型预测电流控制(Model-FreePredictive current Control，MFPCC)，首先基于无模型控制建立变换器的占空比和平均电感电流之间的统一超局部模型，结合预测控制设计Boost PFC变换器的无模型预测电流控制器，旨在克服控制器对系统参数依赖的同时，避免额外的模式识别算法或硬件检测电路，实现对变换器在不同导通模式下的平均电感电流控制，降低中轻载运行工况时输入电流的THD并有效提升其功率因数，提高变换器的输入电流质量。

基于Matlab/simulink仿真和1000W功率等级样机实验，验证了本发明所述的无模型预测电流控制方法的有效性。

Matlab/simulink仿真的具体过程如下：

通过Matlab/simulink软件，建立如图1所示的无模型预测电流控制的Boost PFC变换器控制系统仿真模型。基于相同的电压外环控制模块，分别设计电流内环控制模块中的无模型预测电流控制器和PI电流控制器，变换器主电路参数为：额定功率1000W，交流输入电压110V/50Hz，直流输出电压360V，升压电感500μH，输出电容990μF，开关频率50kHz，电流采样频率50kHz。为了兼顾系统稳定性和动态响应速度，选择电流内环控制模块的PI电流控制器带宽为20000rad/s，相位裕度为45°，其对应的控制参数K_p＝0.0273，K_i＝102.4；选择电压外环控制模块的PI电压控制器带宽为83rad/s，相位裕度为57°，其对应的控制参数K_p＝0.362，K_i＝11.7。无模型预测电流控制器中，估计值的数据窗口长度n_F＝12，α[k]选取为

Matlab/simulink系统仿真研究结果如图3～图5所示，其中i_in代表变换器的输入电流，i_{in_ref}代表变换器的参考输入电流。系统输出25％额定功率时，电流导通模式为MCM，PI电流控制的Boost PFC变换器系统输入电流波形如图3所示，输入电流存在较为严重的畸变，主要原因是PI电流控制器的响应速度不足以及DCM区域运行时PI电流控制效果欠佳所致。无模型预测电流控制的Boost PFC变换器系统输入电流波形如图4所示，与PI电流控制器的控制效果相比较，无模型预测电流控制的系统输入电流畸变情况得到了改善，究其原因是无模型预测电流控制器具有快速响应速度以及在DCM运行区域对电流的有效控制。如图5所示为无模型预测电流控制的系统在100％额定输出功率时的输入电流波形，变换器完全工作于CCM，输入电流实现了对参考输入电流很好的跟踪。

1000W额定功率等级样机实验的具体过程为：

制作1000W额定功率等级的Boost PFC变换器系统实验样机，对本发明所提出的控制方法进行实验验证。通过Chroma可编程交流电源为变换器供电，变换器负载为Chroma直流电子负载，同时控制代码自动生成并下载至dSPACE/DS1007，生成控制Boost PFC变换器的占空比信号。实验样机的主电路参数为：额定功率1000W，交流输入电压110V/50Hz，直流输出电压360V，升压电感500μH，输出电容990μF，开关频率50kHz，电流采样频率50kHz。实验研究中，仍然基于相同的电压外环控制模块，针对电流内环控制模块分别设计无模型预测电流控制器和PI电流控制器。同时，电流内环控制模块中的PI电流控制器依然设定带宽为20000rad/s，相位裕度为45°，其对应的控制参数依然为K_p＝0.0273，K_i＝102.4；电压外环控制模块中的PI电压控制器带宽为83rad/s，相位裕度为57°，其对应的控制参数为K_p＝0.362，K_i＝11.7。无模型预测电流控制器中，估计值的数据窗口长度n_F＝12，α[k]选取为基于实验样机平台，开展无模型预测电流控制器与PI电流控制器的系统控制性能的实验对比研究。

1000W功率等级样机实验的实验结果为：系统输出25％额定功率时，PI电流控制的Boost PFC变换器系统实测输入电流波形如图6所示，无模型预测电流控制的系统输入电流波形如图7所示，实验结果表明：所提出的无模型预测电流控制能够明显改善PI电流控制的Boost PFC变换器系统在DCM区域运行时出现的输入电流畸变。图8显示了100％额定输出功率时无模型预测电流控制的系统实测输入电流，输入电流很好地实现了对参考输入电流的跟踪。图9显示了负载功率由50％额定输出功率跳变至100％额定输出功率的无模型预测电流控制系统实测动态波形，图10显示了负载功率由100％额定功率跳变至50％额定输出功率的无模型预测电流控制系统实测动态波形，实测结果表明：即使出现负载功率跳变，所提出的无模型预测电流控制能够使受控的Boost PFC变换器系统兼具拥有优越的动态控制性能和稳态运行性能。实测的不同输出功率、不同控制方法下Boost PFC变换器的输入电流总谐波畸变率、功率因数如图11和图12所示。图11和图12清楚地揭示出，本发明所提出的无模型预测电流控制的系统控制效果整体优于PI控制，特别是在系统低负载功率输出时，无模型预测电流控制明显改善了输入电流的THD值和PF值，实现了Boost PFC变换器输入电流质量的明显提升。图13显示了25％的额定输出功率时无模型预测电流控制和PI电流控制的谐波电流。从图13可以看出，相对于PI电流控制而言，无模型预测电流控制具有更小的低次谐波电流，这也是无模型预测电流控制中输入电流的THD值得以降低的重要原因。此外，图13还显示了谐波电流抑制标准IEC61000-3-2，可以看出无模型预测电流控制和PI电流控制均可满足谐波抑制要求。但是，由于PI电流控制包含更多的低次谐波电流，这将会导致输入电流的质量下降。

本发明建立了不同导通模式下的Boost PFC变换器的统一超局部模型，在克服控制器对系统参数依赖的同时，实现了对变换器运行于不同导通模式时的自适应建模，避免了额外的模式识别算法或硬件检测电路；基于统一超局部模型设计无模型预测电流控制器，提高了电流控制环路的动态响应速度，有效改善了变换器在中轻载运行工况中的电流控制性能。

以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案作出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。

Claims (8)

1.一种Boost PFC变换器的无模型预测电流控制系统，其特征在于：包括Boost PFC变换器系统、电流内环控制模块和电压外环控制模块；

所述Boost变换器系统包括输入电源v_in、二极管整流桥、升压电感L、功率开关器件S、续流二极管D0、输出电容C_o、负载、电流传感器、输入电压传感器和输出电压传感器；所述二极管整流桥包括二极管D1、二极管D2、二极管D3和二极管D4；所述输入电源v_in的一端接二极管D1的阳极，另一端接二极管D2的阳极；所述二极管D1和二极管D2的阴极均经升压电感L接续流二极管D0的阳极；所述二极管D1的阳极接二极管D3的阴极，二极管D2的阳极接二极管D4的阴极，二极管D3和二极管D4的阳极均接地；所述功率开关器件S的源极接地，漏极接续流二极管D0的阳极；所述输出电容C_o的一端接地，另一端接续流二极管D0的阴极；所述负载并联在输出电容C_o的两端；所述输入电压传感器接二极管D1的阳极，所述输出电压传感器的输入端接续流二极管D0的阴极；所述电流传感器的输入端连接在二极管D4的阳极与功率开关器件S的源极之间的支路上；

所述电流内环控制模块包括参考电流生成模块、无模型预测电流控制器和PWM调制模块；所述电压外环控制模块包括陷波器和PI电压控制器；所述陷波器的输入端接输出电压传感器的输出端，陷波器的输出端接PI电压控制器的输入端，PI电压控制器的输出端接参考电流生成模块的第一输入端；参考电流生成模块的第二输入端接输入电压传感器的输出端，参考电流生成模块的输出端接无模型预测电流控制器的第一输入端；无模型预测电流控制器的第二输入端接电流传感器的输出端，无模型预测电流控制器的输出端接PWM调制模块的输入端；PWM调制模块的输出端接功率开关器件S的门极。

2.根据权利要求1所述的一种Boost PFC变换器的无模型预测电流控制系统，其特征在于：所述输入电源为交流电源。

3.根据权利要求1～2任意一项所述的Boost PFC变换器的无模型预测电流控制系统的控制方法，其特征在于：该方法包括以下步骤：

(1)采用电压外环控制模块，对第k个采样周期T_k中的输出电压v_o[k]和输出电压参考值v_{o_ref}[k]进行处理，获取第k个采样周期T_k的参考输入电流幅值其中，k为正整数；

(2)采用参考电流生成模块对第k个采样周期T_k中的参考输入电流幅值和输入电压v_in[k]进行处理，获得第k个采样周期T_k的电感电流参考值

(3)根据第k-n_F个采样周期的电感电流i_L[k-n_F]至第k个采样周期T_k的电感电流i_L[k]、第k-n_F-2个采样周期的占空比控制信号d[k-n_F-2]至第k-2个采样周期T_k-2的占空比控制信号d[k-2]，求得第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值

(4)根据第k个采样周期中的系统已知量和未知量的估计值占空比控制信号d[k]和占空比系数α[k]，建立不同导通模式下的Boost PFC变换器的统一超局部模型，并对统一超局部模型进行离散化处理；

(5)根据离散化的统一超局部模型，设计匹配的无模型预测电流控制器，采用无模型预测电流控制器求得第k个采样周期T_k的占空比控制信号d[k]；

(6)利用第k个采样周期T_k的占空比控制信号d[k]对PWM调制模块中的三角载波信号进行调制处理，获得第k个采样周期T_k的功率开关器件驱动信号S[k]，从而控制Boost PFC变换器的功率开关器件动作，实现对Boost PFC变换器的电感电流控制。

4.根据权利要求3所述的Boost PFC变换器的无模型预测电流控制系统的控制方法，其特征在于：步骤(1)中所述的“采用电压外环控制模块，获取第k个采样周期T_k的参考输入电流幅值”，其具体包括以下步骤：

在第k个采样周期T_k中，利用输出电压传感器获得第k个采样周期T_k的输出电压v_o[k]，将第k个采样周期T_k的输出电压参考值v_{o_ref}[k]与第k个采样周期T_k的输出电压v_o[k]进行相减运算处理，获得第k个采样周期T_k的输出电压误差值e_v[k]，将第k个采样周期T_k的输出电压误差值e_v[k]经过陷波器处理后，输入PI电压控制器获得第k个采样周期T_k的参考输入电流幅值

5.根据权利要求4所述的Boost PFC变换器的无模型预测电流控制系统的控制方法，其特征在于：步骤(2)中所述的“采用参考电流生成模块对第k个采样周期T_k中的参考输入电流幅值和输入电压v_in[k]进行处理，获得第k个采样周期T_k的电感电流参考值”，其具体包括以下步骤：

在第k个采样周期T_k中，利用输入电压传感器获得第k个采样周期T_k的输入电压v_in[k]，利用参考电流生成模块对第k个采样周期T_k的输入电压v_in[k]和第k个采样周期T_k的参考输入电流幅值进行处理，获得第k个采样周期T_k的电感电流参考值

6.根据权利要求5所述的Boost PFC变换器的无模型预测电流控制系统的控制方法，其特征在于：步骤(3)中所述的“根据第k-n_F个采样周期的电感电流i_L[k-n_F]至第k个采样周期T_k的电感电流i_L[k]、第k-n_F-2个采样周期的占空比控制信号d[k-n_F-2]至第k-2个采样周期T_k-2的占空比控制信号d[k-2]，求得第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值”，其具体包括以下步骤：

(31)在第k个采样周期T_k中，利用电流传感器获得第k个采样周期T_k的电感电流i_L[k]；

(32)在第k个采样周期T_k中，根据第k-n_F个采样周期的电感电流i_L[k-n_F]至第k个采样周期T_k的电感电流i_L[k]、第k-n_F-2个采样周期的占空比控制信号d[k-n_F-2]至第k-2个采样周期T_k-2的占空比控制信号d[k-2]，利用式(1)获得第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值

式(1)中，表示第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值；n_F表示数据窗口长度，取正整数；k为正整数；m为k-n_F+1至k之间的整数(包含k-n_F+1和k)；T为采样周期；α[k]是由设计者整定的占空比系数；i_L[m-1]表示第m-1个采样周期T_m-1的电感电流；i_L[m]表示第m个采样周期T_m的电感电流；d[m-3]表示第m-3个采样周期T_m-3的占空比控制信号；d[m-2]表示第m-2个采样周期T_m-2的占空比控制信号；当m≤0时，i_L[m-1]＝i_L[m]＝0；当m≤2时，d[m-3]＝d[m-2]＝0。

7.根据权利要求6所述的Boost PFC变换器的无模型预测电流控制系统的控制方法，其特征在于：步骤(4)中所述的“根据第k个采样周期中的系统已知量和未知量的估计值占空比控制信号d[k]和占空比系数α[k]，建立不同导通模式下的Boost PFC变换器的统一超局部模型，并对统一超局部模型进行离散化处理；”，其具体包括以下步骤：

(41)利用第k个采样周期T_k的的系统已知量和未知量的估计值第k个采样周期T_k的占空比控制信号d[k]和占空比系数α[k]，建立不同导通模式下的Boost PFC变换器的统一超局部模型如式(2)所示：

式(2)中，表示电感电流的一阶微分；表示第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值；α[k]是由设计者整定的占空比系数；d[k]表示第k个采样周期T_k的占空比控制信号。

(42)采用式(3)对Boost PFC变换器的统一超局部模型离散化；

式(3)中，i_L[k+2]表示第k+2个采样周期T_k+2的电感电流；i_L[k]表示第k个采样周期T_k的电感电流；T为采样周期；表示第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值；α[k]是由设计者整定的占空比系数；d[k]表示第k个采样周期T_k的占空比控制信号。

8.根据权利要求7所述的Boost PFC变换器的无模型预测电流控制系统的控制方法，其特征在于：步骤(5)所述的“根据离散化的统一超局部模型，设计匹配的无模型预测电流控制器，采用无模型预测电流控制器求得第k个采样周期T_k的占空比控制信号d[k]；”，其具体包括以下步骤：

采用第k+2个采样周期T_k+2的电感电流参考值代替式(3)中第k+2个采样周期T_k+2的电感电流i_L[k+2]，利用式(4)求得第k个采样周期T_k的占空比控制信号d[k]。

式(4)中，d[k]表示第k个采样周期T_k的占空比控制信号；T为采样周期；α[k]是由设计者整定的占空比系数；表示第k+2个采样周期T_k+2的电感电流参考值；i_L[k]表示第k个采样周期T_k的电感电流；表示第k个采样周期T_k的系统已知量和未知量的估计值。