CN110311546B - 定占空比比值控制的降压升降压pfc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种定占空比比值控制的降压升降压PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，其中控制电路包括输入电压采样电路、输出电压采样电路、第一限幅电路、第二限幅电路、DSP模块和隔离驱动电路；DSP模块的ADC子模块采集输入电压和输出电压数据，并进行相关算法处理，由其EPWM子模块输出两个占空比比值固定的驱动信号，实行定占空比比值控制。本发明提高了PFC变换器的功率因数，提高了控制稳定性，减小了输入电流峰值并且减小了开关管的导通损耗。

Description

定占空比比值控制的降压升降压PFC变换器

技术领域

本发明涉及一种交直流变换器技术，特别是一种定占空比比值控制的降压升降压PFC变换器。

背景技术

传统Buck PFC变换器由于输入电流死区的问题，使得变换器的PF值较低，不能满足设计技术要求。为了解决传统Buck PFC变换器的输入电流死区问题，出现了Buck-Buck/Boost PFC变换器，在输入电压大于输出电压时，Buck变换器工作，在输入电压小于输出电压时，Buck/Boost变换器工作，但是传统的DCM Buck-Buck/Boost PFC变换器在两个工作阶段中，两个开关管的占空比是相同的，使PF值在整个90V～264VAC输入电压范围内仍然较低。为解决PF值较低的问题而出现的分段定占空比控制的降压升降压PFC变换器，虽然能提高变换器的PF值，但是控制电路较复杂，控制效果不好，不能满足工业技术要求。

发明内容

本发明的目的在于提供一种定占空比比值控制的降压升降压PFC变换器。

实现本发明目的的技术方案为：一种定占空比比值控制的降压升降压PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，其中控制电路包括输入电压采样电路、输出电压采样电路、第一限幅电路、第二限幅电路、DSP模块和隔离驱动电路；使用DSP模块的ADC子模块采集输入电压和输出电压数据，并进行相关算法处理，由其EPWM子模块输出两个占空比比值固定的驱动信号，实行定占空比比值控制。

进一步地，主功率电路包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、LC滤波器、主电路电感L、第一开关管Q_b、第二开关管Q_b/b、续流二极管D_fw、第一二极管D_sk、输出电容C_o和负载R_L；输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出负极与LC滤波器的输入负端口相连，整流桥RB的输出正端口与LC滤波器的输入正端口相连，LC滤波器的输出正端口与主电路电感L的一端和续流二极管D_fw的负极相连，LC滤波器的输出负端口与第一开关管Q_b和第二开关管Q_b/b的一端连接，LC滤波器的负端口为参考电位零点，主电路电感L的另一端分别与第二开关管Q_b/b的另一端、输出电容C_o的正极和负载R_L相连，输出电容C_o的负极与第一二极管D_sk的正极和续流二极管D_fw的正极相连，第一二极管D_sk的负极与第一开关管Q_b的另一端相连。

进一步地，所述控制电路包括输入电压采样电路、输出电压采样电路、第一限幅电路、第二限幅电路、DSP模块和隔离驱动电路；输入电压采样电路的正向输入端经过限流电阻R₁与交流输入电压v_in的一端相连，输入电压采样电路的反向输入端直接与交流输入电压v_in的另一端相连，输入电压采样电路的输出端口与限幅电路的输入端口相连，限幅电路的输出端口与DSP模块的输入端口ADCA0相连，输出电压采样电路的正向输入端经过限流电阻R₁₄与输出电压V_o的正端口相连，输出电压采样电路的反向输入端直接与输出电压V_o的负端口相连，输出电压采样电路的输出端口与限幅电路的输入端口相连，限幅电路的输出端口与DSP模块的输入端口ADCA1相连，DSP模块的输出端口EPWM1A与隔离驱动电路的第一输入端口相连，DSP模块的输出端口EPWM1B与隔离驱动电路的第二输入端口相连，隔离驱动电路的第一输出端口与第二开关管Q_b/b相连，隔离驱动电路的第二输出端口与第一开关管Q_b相连。

进一步地，所述输入电压采样电路包括第一霍尔电压传感器、第一运算放大器IC1和第二运算放大器IC2；第一霍尔电压传感器的正向输入端经过电阻R₁与交流输入电压v_in的一端相连，第一霍尔电压传感器的负向输入端与交流输入电压v_in的另一端直接相连，第一霍尔电压传感器的正向输出端与第五电阻R₅的一端和第二运算放大器IC2的正向输入端相连，第一霍尔电压传感器的反向输出端与第五电阻R₅的另一端相连并接地，第二运算放大器IC2的反向输入端与输出端直接相连，第二运算放大器IC2的输出端经过第六电阻R₆与第一运算放大器IC1的反向输入端相连，第一运算放大器IC1的反向输入端经过第四电阻R₄与输出端相连，第一运算放大器IC1的正向输入端经过第七电阻R₇与5V电压相连，第一运算放大器IC1的正向输入端经过第三电阻R₃与地相连，第一运算放大器IC1的输出端与第二电阻R₂一端相连，第二电阻R₂另一端与限幅电路的输入端相连，第二电阻R₂另一端经过电容C₁与地相连。

进一步地，所述输出电压采样电路包括第二霍尔电压传感器，第三运算放大器IC3和第四运算放大器IC4；第二霍尔电压传感器的正向输入端经过第十四电阻R₁₄与输出电压V_o的正端相连，第二霍尔电压传感器的负向输入端与输出电压V_o的负端直接相连，第二霍尔电压传感器的正向输出端与第十三电阻R₁₃的一端和第四运算放大器IC4的正向输入端相连，第二霍尔电压传感器2的反向输出端与第十三电阻R₁₃的另一端相连并接地，第四运算放大器IC4的反向输入端与输出端直接相连，第四运算放大器IC4的输出端经过第十一电阻R₁₁与第三运算放大器IC3的反向输入端相连，第三运算放大器IC3的反向输入端经过第十电阻R₁₀与输出端相连，第三运算放大器IC3的正向输入端经过第八电阻R₈与5V电压相连，第三运算放大器IC3的正向输入端经过第九电阻R₉与地相连，第三运算放大器IC3的输出端与第十二电阻R₁₂一端相连，第十二电阻R₁₂另一端与限幅电路的输入端相连，第十二电阻R₁₂另一端经过电容C₂与地相连。

进一步地，所述DSP模块内设置电压采样算法、输出电压采样算法、第一低通滤波算法、第二低通滤波算法、v_in与V_bou比较算法、PID算法、COMPA和COMPB计算算法以及EPWM波计算算法；所述ADCA0输入的数据经过输入电压采样算法和第一低通滤波算法，其输出v_in经过v_in与V_bou比较算法，得到Yes和No两个判断信息，Yes分支与COMPA算法相连接，No分支与COMPB算法相连接；ADCA1输入的数据经过输出电压采样算法和第二低通滤波算法2，其输出V_o经过PID算法得到v_ea，将v_ea分别输入至COMPA算法和COMPB算法；由COMPA算法得到的COMPA和COMPB算法得到的COMPB输入至EPWM波计算算法中，由EPWM波计算算法最终得到EPWM1A和EPWM1B。

进一步地，将ADCA0采集到的输入电压信号和ADCA1采集到的输出电压信号输入到DSP模块中，输入电压信号经过输入电压采样算法和第一低通滤波算法得到输入电压v_in的值，经过v_in与V_bou比较算法得到第一开关管Q_b的工作区域信号Yes，并将Yes信号用于COMPA算法的计算，v_in与V_bou比较算法同时得到第二开关管Q_b/b的工作区域信号No，并将No信号用于COMPB算法的计算；输出电压信号经过输出电压采样算法和第二低通滤波算法得到输出电压V_o的值，经过PID算法得到电压闭环的误差信号v_ea，将误差信号v_ea直接用于COMPB算法的计算，将误差信号v_ea在COMPA算法中乘以系数k后用于COMPA算法的计算；由COMPA算法得到的COMPA和COMPB算法得到的COMPB输入至EPWM波计算算法中，由EPWM波计算算法最终得到EPWM1A和EPWM1B，从而在两个工作区域内形成占空比比值为k的控制目的：所述第一开关管Q_b的占空比D_Qb和第二开关管Q_b/b的占空比D_Qb/b之间的关系为：

其中k为占空比比值系数；

在定V_m且定k下，解出一个最优的D_Qb，使得PF值在该输入电压V_m下取得最大值，该最优的D_Qb值为：

其中L为变换器主电感，f_s为变换器开关频率，P_o为输出功率，V_m为输入电压幅值，V_o为输出电压，θ₀为工作区域切换角度。

本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)使用定占空比比值控制的方式，可以在整个90V～264VAC输入电压范围内提高变换器的功率因数接近于1；(2)简化了控制电路，提高了控制稳定性；(3)增大了临界电感值，减小了输入电流峰值，减小了开关管的导通损耗，提高了变换器的效率。

下面结合说明书附图对本发明作进一步描述。

附图说明

图1是本发明实施例中Buck-Buck/Boost PFC变换器主电路示意图。

图2是本发明实施例中一个开关周期内DCM Buck-Buck/Boost PFC变换器的电感电流、开关管电流波形图，其中(a)为Buck变换器工作时的波形图，(b)为Buck/Boost变换器工作时的波形图。

图3是本发明实施例中分段定占空比控制方式下输入电流的波形图。

图4是本发明实施例中占空比比值在不同输入电压下的变化曲线。

图5是本发明实施例中定占空比比值控制方式下PF值随k的变化曲线。

图6是本发明实施例中定占空比比值控制方式下输入电流的波形图。

图7是本发明实施例中两种控制方式下的PF值对比。

图8是本发明定占空比比值控制的高功率因数DCM降压升降压PFC变换器的主功率电路结构及控制结构示意图。

图9是本发明实施例中DSP模块的算法流程图。

上述图中的主要符号名称：v_in—电源电压，i_in—输入电流，RB—整流桥，v_g—整流后的输出电压，i_L—电感电流，L—电感，Q_b、Q_b/b—开关管，D_fw、D_sk—二极管，C_o—输出滤波电容，R_Ld—负载，V_o—输出电压，V_ref—输出电压反馈控制的基准电压，v_EA—输出电压反馈控制的误差电压信号输出，t—时间，ω—输入电压角频率，V_m—输入电压峰值，v_{gs_b}—开关管Q_b的驱动电压，v_{gs_b/b}—开关管Q_b/b的驱动电压，D_b—Buck变换器占空比，D_b/b—Buck/Boost变换器占空比，D_fwb—Buck工作阶段续流二极管续流占空比，D_fwb/b—Buck/Boost工作阶段续流二极管续流占空比，T_s—变换器开关周期，f_s—变换器开关频率，PF—功率因数，k—占空比比值，p^*—输入功率标幺值，L_bou—临界电感值，I_{in_pk}—输入电流峰值，I_{in_rms}—输入电流有效值。

具体实施方式

图1是Buck-Buck/BoostPFC变换器主电路。

设定：(1)所有器件均为理想元件；(2)输出电压纹波与其直流量相比很小；(3)开关频率远高于输入电压频率。

图2给出了DCM时一个开关周期中的开关管电流和电感电流波形，其中图(a)为Buck变换器工作时的波形图，图(b)为Buck/Boost变换器工作时的波形图。当输入电压v_g小于输出电压V_o时，第二开关管Q_b/b导通时，续流二极管D_fw截止，电感L两端的电压为整流后的输出电压v_g，其电流i_L由零开始以v_g/L的斜率线性上升，输出滤波电容C_o给负载供电。当第二开关管Q_b/b关断时，电感电流i_L通过续流二极管D_fw续流，此时电感L两端的电压为－V_o，电感电流i_L以V_o/L的斜率下降，并且电感电流i_L可以在新的一周期开始前下降到零。当输入电压v_g大于输出电压V_o时，第一开关管Q_b导通时，续流二极管D_fw截止，电感L两端的电压为v_g-V_o，其电流i_L由零开始以v_g-V_o/L的斜率线性上升，整流后的输出电压v_g给输出滤波电容C_o和负载供电。当第一开关管Q_b关断时，电感电流i_L通过续流二极管D_fw续流，此时电感L两端的电压为－V_o，电感电流i_L以V_o/L的斜率下降，并且电感电流i_L可以在新的一周期开始前下降到零。

不失一般性，定义输入交流电压v_in的表达式为

v_in＝V_msinωt (1)

其中V_m和分别为输入交流电压的幅值和角频率。

则输入电压整流后的电压为

v_g＝V_m·|sinωt| (2)

在一个开关周期内，变换器分为Buck/Boost拓扑工作和Buck拓扑工作两个工作状态。

当输入电压v_g小于输出电压V_o时，Buck/Boost拓扑工作，电感电流峰值i_{L_pk2}为

其中D_Qb/b为Buck/Boost工作阶段占空比，T_s为开关周期。

在每个开关周期内，L两端的伏秒面积平衡，即

其中V_o为输出电压，D_fwb/b为Buck/Boost工作阶段续流二极管续流占空比。

由式2和式4可得：

根据式3和式5，可以得到一个开关周期内流过开关管的平均值为：

当输入电压v_g大于输出电压V_o时，Buck拓扑工作，电感电流峰值i_{L_pk1}为

其中D_Qb为Buck工作阶段占空比，T_s为开关周期。

在每个开关周期内，L两端的伏秒面积平衡，即

其中V_o为输出电压，D_fwb为Buck工作阶段续流二极管续流占空比。

由式2和式8可得：

根据式7和式9，可以得到一个开关周期内流过开关管的平均值为：

由于Buck/Boost拓扑补偿了Buck变换器的输入电流死区，所以在整个工频周期内输入电流都不为零。

因此，输入电流i_in为：

其中

为使得整个变换器的PF值在90V～264VAC宽输入电压范围内都接近于1，由式1和式11可以求出，变换器在半个工频周期内输入功率的平均值P_in为：

设定变换器效率为100％，则输入功率等于输出功率，即P_in＝P_o，由式12可得占空比D_Qb和D_Qb/b之间的关系为：

由式11和式13可以求得PF值关于D_Qb的表达式为：

其中I_{in_rms}为输入电流有效值，

c＝(πLf_sP_o)²，

由于a，b，c，d都为大于0的参数，所以在定V_m下，可以解出一个最优的D_Qb，使得PF值在该输入电压V_m下取得最大值，该最优的D_Qb值为：

根据式11、式13和式15可以得出在不同的输入电压下，半个工频周期内，分段定占空比控制的输入电流平均值的波形，如图3所示。从图中可以看出，分段定占空比控制的高功率因数DCM降压升降压PFC变换器能使输入电流的波形更加趋近与正弦形状且谐波含量大幅减小。但是由式13和15可知，D_Qb和D_Qb/b都是关于V_m、L、f_s和P_o的函数，函数自变量较多，若使用模拟电路搭建控制电路，那么前馈控制电路是非常复杂的，而且控制稳定性较差，需要对控制电路进行简化。

2控制电路的简化分析

2.1定占空比比值控制的理论分析

通过观察可以发现D_Qb和D_Qb/b的比值是关于V_m的函数，在控制D_Qb和D_Qb/b的值时，我们只需要保证两者的比值在同一V_m下是一个定值，通过电压闭环地自动调节，就可以得到我们理论计算的占空比。如图3所示是Buck工作阶段占空比D_Qb和Buck/Boost工作阶段占空比D_Qb/b的比值在不同输入电压下的变化曲线，可以发现，比值的变化不大，最大值和最小值只相差0.5左右，因此可以在宽输入电压范围内将占空比比值设为一个定值，这样的话前馈控制电路可以大大简化，下面是理论分析。

设

根据式13可得

根据式16、式17和式11可得PF值关于k值的变化表达式：

根据式18可以得到PF值随k值的变化曲线，如图7所示。由于全球范围内输入电压的有效值范围在100V～130VAC和220V～240VAC，并且考虑与最优的PF值最靠近的原则，最终选取k＝1.510。

由式11、式16和式17可以作出定占空比比值控制方式下，不同输入电压下，半个工频周期内输入电流平均值的波形，如图6所示。对比图3和图6，可以发现，输入电流波形只是在低电压范围内有明显的不同，高输入电压时没有多大变化。根据式11、式13、式15、式16、式17和式21，可得在分段定占空比控制和定占空比比值控制方式下PF值随输入电压变化的曲线，如图7所示，可以发现，采用简化控制电路之后的PF曲线基本和简化之前的PF值曲线相同，只有在低输入电压的时候有明显不同，而低输入电压范围的工作时间很短，所以简化之后的控制电路的这个缺点可以忽略。

2.2控制电路

根据D_Qb＝kD_Qb/b，可以设计出如图8所示的控制电路图和如图9所示的算法流程图。将ADCA0采集到的输入电压信号和ADCA1采集到的输出电压信号输入到DSP模块中，输入电压信号经过输入电压采样算法和第一低通滤波算法1得到输入电压v_in的值，经过v_in与V_bou比较算法得到第一开关管Q_b的工作区域信号Yes，并将Yes信号用于COMPA算法的计算，v_in与V_bou比较算法同时得到第二开关管Q_b/b的工作区域信号No，并将No信号用于COMPB算法的计算；输出电压信号经过输出电压采样算法和第二低通滤波算法2得到输出电压V_o的值，经过PID算法得到电压闭环的误差信号v_ea，将误差信号v_ea直接用于COMPB算法的计算，将误差信号v_ea在COMPA算法中乘以系数k后用于COMPA算法的计算；将由COMPA算法得到的COMPA和COMPB算法得到的COMPB输入至EPWM波计算算法中，由EPWM波计算算法最终得到EPWM1A和EPWM1B，从而在两个工作区域内形成占空比比值为k的控制目的。

结合图8和图9，主功率电路1包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、LC滤波器、主电路电感L、第一开关管Q_b、第二开关管Q_b/b、续流二极管D_fw、第一二极管D_sk、输出电容C_o和负载R_L；所述输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出负极与LC滤波器的输入负端口相连，整流桥RB的输出正端口与LC滤波器的输入正端口相连，LC滤波器的输出正端口与主电路电感L的一端和续流二极管D_fw的负极相连，LC滤波器的输出负端口与第一开关管Q_b和第二开关管Q_b/b的一端连接，LC滤波器的负端口为参考电位零点；主电路电感L的另一端与第二开关管Q_b/b的另一端连接，并且与输出电容C_o的正极和负载R_L相连；输出电容C_o的负极与第一二极管D_sk的正极和续流二极管D_fw的正极相连，第一二极管D_sk的负极与第一开关管Q_b的另一端相连。

进一步地，所述控制电路包括输入电压采样电路、输出电压采样电路、第一限幅电路、第二限幅电路、DSP模块和隔离驱动电路；所述输入电压采样电路的正向输入端经过限流电阻R₁与交流输入电压v_in的一端相连，输入电压采样电路的反向输入端直接与交流输入电压v_in的另一端相连，输入电压采样电路的输出端口C与限幅电路的输入端口1相连，限幅电路的输出端口2与DSP模块的输入端口ADCA0相连；输出电压采样电路的正向输入端经过限流电阻R₁₄与输出电压V_o的正端口相连，输出电压采样电路的反向输入端直接与输出电压V_o的负端口相连，输出电压采样电路的输出端口F与限幅电路的输入端口3相连，限幅电路的输出端口4与DSP模块的输入端口ADCA1相连；DSP模块的输出端口EPWM1A与隔离驱动电路的输入端口1相连，DSP模块的输出端口EPWM1B与隔离驱动电路的输入端口2相连；隔离驱动电路的输出端口3与第二开关管Q_b/b相连，隔离驱动电路的输出端口4与第一开关管Q_b相连。

进一步地，将ADCA0采集到的输入电压信号和ADCA1采集到的输出电压信号输入到DSP模块中，输入电压信号经过输入电压采样算法和第一低通滤波算法1得到输入电压v_in的值，经过v_in与V_bou比较算法得到第一开关管Q_b的工作区域信号Yes，并将Yes信号用于COMPA算法的计算，v_in与V_bou比较算法同时得到第二开关管Q_b/b的工作区域信号No，并将No信号用于COMPB算法的计算；输出电压信号经过输出电压采样算法和第二低通滤波算法2得到输出电压V_o的值，经过PID算法得到电压闭环的误差信号v_ea，将误差信号v_ea直接用于COMPB算法的计算，将误差信号v_ea在COMPA算法中乘以系数k后用于COMPA算法的计算，将由COMPA算法得到的COMPA和COMPB算法得到的COMPB输入至EPWM波计算算法中，由EPWM波计算算法最终得到EPWM1A和EPWM1B，从而在两个工作区域内形成占空比比值为k的控制目的：

所述第一开关管Q_b的占空比D_Qb和第二开关管Q_b/b的占空比D_Qb/b之间的关系为：

其中k为占空比比值系数；

在定V_m且定k下，解出一个最优的D_Qb，使得PF值在该输入电压V_m下取得最大值，该最优的D_Qb值如式17所示。

进一步地，所述DSP模块包含输入电压采样算法、输出电压采样算法、第一低通滤波算法1、第二低通滤波算法2、v_in与V_bou比较算法、PID算法、COMPA和COMPB计算算法以及EPWM波计算算法；所述ADCA0输入的数据经过输入电压采样算法和第一低通滤波算法1，其输出v_in经过v_in与V_bou比较算法，得到Yes和No两个判断信息，Yes分支与COMPA算法相连接，No分支与COMPB算法相连接；ADCA1输入的数据经过输出电压采样算法和第二低通滤波算法2，其输出V_o经过PID算法得到v_ea；将v_ea分别输入至COMPA算法和COMPB算法，将由COMPA算法得到的COMPA和COMPB算法得到的COMPB输入至EPWM波计算算法中，由EPWM波计算算法最终得到EPWM1A和EPWM1B。

进一步地，所述输入电压采样电路2包括第一霍尔电压传感器1，第一运算放大器IC1和第二运算放大器IC2；所述第一霍尔电压传感器1的正向输入端经过电阻R₁与交流输入电压v_in的一端相连，第一霍尔电压传感器1的负向输入端与交流输入电压v_in的另一端直接相连，第一霍尔电压传感器1的正向输出端与电阻R₅的一端和第二运算放大器IC2的正向输入端相连，第一霍尔电压传感器1的反向输出端与电阻R₅的另一端相连并接地；第二运算放大器IC2的反向输入端与输出端直接相连，第二运算放大器IC2的输出端经过电阻R₆与第一运算放大器IC1的反向输入端相连；第一运算放大器IC1的反向输入端经过电阻R₄与输出端相连，第一运算放大器IC1的正向输入端经过电阻R₇与5V电压相连，并且第一运算放大器IC1的正向输入端经过电阻R₃与地相连，第一运算放大器IC1的输出端经过电阻R₂与限幅电路5的输入端1相连，电阻R₂的C端口经过电容C₁与地相连。

进一步地，所述输出电压采样电路3包括第二霍尔电压传感器2，第三运算放大器IC3和第四运算放大器IC4；所述第二霍尔电压传感器2的正向输入端经过电阻R₁₄与输出电压V_o的正端相连，第二霍尔电压传感器2的负向输入端与输出电压V_o的负端直接相连，第二霍尔电压传感器2的正向输出端与电阻R₁₃的一端和第四运算放大器IC4的正向输入端相连，第二霍尔电压传感器2的反向输出端与电阻R₁₃的另一端相连并接地；第四运算放大器IC4的反向输入端与输出端直接相连，第四运算放大器IC4的输出端经过电阻R₁₁与第三运算放大器IC3的反向输入端相连；第三运算放大器IC3的反向输入端经过电阻R₁₀与输出端相连，第三运算放大器IC3的正向输入端经过电阻R₈与5V电压相连，并且第三运算放大器IC3的正向输入端经过电阻R₉与地相连，第三运算放大器IC3的输出端经过电阻R₁₂与限幅电路4的输入端3相连，电阻R₁₂的F端口经过电容C₂与地相连。

进一步地，所述第一运算放大器IC1、第二运算放大器IC2、第三运算放大器IC3和第四运算放大器IC4使用的放大器选用TL074、TL072、LM358或LM324等型号的运算放大器。

进一步地，所述DSP模块6可使用DSP28335或DSP28377等MCU芯片，限幅电路4和限幅电路5可选用BAV99等型号的开关二极管，隔离驱动电路7可选用TLP250等型号的驱动芯片。

Claims (4)

1.一种定占空比比值控制的降压升降压PFC变换器，其特征在于，包括主功率电路(1)和控制电路，其中控制电路包括输入电压采样电路、输出电压采样电路、第一限幅电路、第二限幅电路、DSP模块和隔离驱动电路；使用DSP模块的ADC子模块采集输入电压和输出电压数据，并进行相关算法处理，由其EPWM子模块输出两个占空比比值固定的驱动信号，实行定占空比比值控制；

主功率电路(1)包括输入电压源v_in、EMI滤波器、二极管整流电路RB、LC滤波器、主电路电感L、第一开关管Q_b、第二开关管Q_b/b、续流二极管D_fw、第一二极管D_sk、输出电容C_o和负载R_L；

所述输入电压源v_in与EMI滤波器的输入端口连接，

EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，

整流桥RB的输出负极与LC滤波器的输入负端口相连，

整流桥RB的输出正端口与LC滤波器的输入正端口相连，

LC滤波器的输出正端口与主电路电感L的一端和续流二极管D_fw的负极相连，

LC滤波器的输出负端口与第一开关管Q_b和第二开关管Q_b/b的一端连接，

LC滤波器的负端口为参考电位零点，

主电路电感L的另一端分别与第二开关管Q_b/b的另一端、输出电容C_o的正极和负载R_L相连，

输出电容C_o的负极与第一二极管D_sk的正极和续流二极管D_fw的正极相连，第一二极管D_sk的负极与第一开关管Q_b的另一端相连；

所述控制电路包括输入电压采样电路(2)、输出电压采样电路(3)、第一限幅电路(4)、第二限幅电路(5)、DSP模块(6)和隔离驱动电路(7)；

输入电压采样电路(2)的正向输入端经过限流电阻R₁与交流输入电压v_in的一端相连，

输入电压采样电路(2)的反向输入端直接与交流输入电压v_in的另一端相连，

输入电压采样电路(2)的输出端口与第二限幅电路(5)的输入端口相连，

第二限幅电路(5)的输出端口与DSP模块(6)的输入端口ADCA0相连，

输出电压采样电路(3)的正向输入端经过限流电阻R₁₄与输出电压V_o的正端口相连，

输出电压采样电路(3)的反向输入端直接与输出电压V_o的负端口相连，

输出电压采样电路(3)的输出端口与第一限幅电路(4)的输入端口相连，

第一限幅电路(4)的输出端口与DSP模块(6)的输入端口ADCA1相连，

DSP模块(6)的输出端口EPWM1A与隔离驱动电路(7)的第一输入端口相连，

DSP模块(6)的输出端口EPWM1B与隔离驱动电路(7)的第二输入端口相连，

隔离驱动电路(7)的第一输出端口与第二开关管Q_b/b相连，

隔离驱动电路(7)的第二输出端口与第一开关管Q_b相连；

所述DSP模块内设置电压采样算法、输出电压采样算法、第一低通滤波算法、第二低通滤波算法、v_in与V_bou比较算法、PID算法、COMPA和COMPB计算算法以及EPWM波计算算法；

所述ADCA0输入的数据经过输入电压采样算法和第一低通滤波算法，其输出v_in经过v_in与V_bou比较算法，得到Yes和No两个判断信息，Yes分支与COMPA算法相连接，No分支与COMPB算法相连接；

ADCA1输入的数据经过输出电压采样算法和第二低通滤波算法2，其输出V_o经过PID算法得到v_ea，将v_ea分别输入至COMPA算法和COMPB算法；

由COMPA算法得到的COMPA和COMPB算法得到的COMPB输入至EPWM波计算算法中，由EPWM波计算算法最终得到EPWM1A和EPWM1B。

2.根据权利要求1所述的定占空比比值控制的降压升降压PFC变换器，其特征在于，所述输入电压采样电路(2)包括第一霍尔电压传感器、第一运算放大器IC1和第二运算放大器IC2；

第一霍尔电压传感器的正向输入端经过电阻R₁与交流输入电压v_in的一端相连，

第一霍尔电压传感器的负向输入端与交流输入电压v_in的另一端直接相连，

第一霍尔电压传感器的正向输出端与第五电阻R₅的一端和第二运算放大器IC2的正向输入端相连，

第一霍尔电压传感器的反向输出端与第五电阻R₅的另一端相连并接地，

第二运算放大器IC2的反向输入端与输出端直接相连，

第二运算放大器IC2的输出端经过第六电阻R₆与第一运算放大器IC1的反向输入端相连，

第一运算放大器IC1的反向输入端经过第四电阻R₄与输出端相连，

第一运算放大器IC1的正向输入端经过第七电阻R₇与5V电压相连，

第一运算放大器IC1的正向输入端经过第三电阻R₃与地相连，

第一运算放大器IC1的输出端与第二电阻R₂一端相连，

第二电阻R₂另一端与第二限幅电路(5)的输入端相连，

第二电阻R₂另一端经过电容C₁与地相连。

3.根据权利要求1所述的定占空比比值控制的降压升降压PFC变换器，其特征在于，所述输出电压采样电路(3)包括第二霍尔电压传感器，第三运算放大器IC3和第四运算放大器IC4；

第二霍尔电压传感器的正向输入端经过第十四电阻R₁₄与输出电压V_o的正端相连，

第二霍尔电压传感器的负向输入端与输出电压V_o的负端直接相连，

第二霍尔电压传感器的正向输出端与第十三电阻R₁₃的一端和第四运算放大器IC4的正向输入端相连，

第二霍尔电压传感器2的反向输出端与第十三电阻R₁₃的另一端相连并接地，

第四运算放大器IC4的反向输入端与输出端直接相连，

第四运算放大器IC4的输出端经过第十一电阻R₁₁与第三运算放大器IC3的反向输入端相连，

第三运算放大器IC3的反向输入端经过第十电阻R₁₀与输出端相连，

第三运算放大器IC3的正向输入端经过第八电阻R₈与5V电压相连，

第三运算放大器IC3的正向输入端经过第九电阻R₉与地相连，

第三运算放大器IC3的输出端与第十二电阻R₁₂一端相连，

第十二电阻R₁₂另一端与第一限幅电路(4)的输入端相连，

第十二电阻R₁₂另一端经过电容C₂与地相连。

4.根据权利要求1所述的定占空比比值控制的降压升降压PFC变换器，其特征在于，

将ADCA0采集到的输入电压信号和ADCA1采集到的输出电压信号输入到DSP模块中，输入电压信号经过输入电压采样算法和第一低通滤波算法得到输入电压v_in的值，经过v_in与V_bou比较算法得到第一开关管Q_b的工作区域信号Yes，并将Yes信号用于COMPA算法的计算，v_in与V_bou比较算法同时得到第二开关管Q_b/b的工作区域信号No，并将No信号用于COMPB算法的计算；

输出电压信号经过输出电压采样算法和第二低通滤波算法得到输出电压V_o的值，经过PID算法得到电压闭环的误差信号v_ea，将误差信号v_ea直接用于COMPB算法的计算，将误差信号v_ea在COMPA算法中乘以系数k后用于COMPA算法的计算；

由COMPA算法得到的COMPA和COMPB算法得到的COMPB输入至EPWM波计算算法中，由EPWM波计算算法最终得到EPWM1A和EPWM1B，从而在两个工作区域内形成占空比比值为k的控制目的：

所述第一开关管Q_b的占空比D_Qb和第二开关管Q_b/b的占空比D_Qb/b之间的关系为：

其中k为占空比比值系数；

在定v_in且定k下，解出一个最优的D_Qb，使得PF值在该输入电压v_in下取得最大值，该最优的D_Qb值为：

其中L为变换器主电感，f_s为变换器开关频率，P_o为输出功率，v_in为输入电压幅值，V_o为输出电压，θ₀为工作区域切换角度。

Images