CN113726147A - 一种输入并联输出串联无桥降压pfc变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种输入并联输出串联无桥降压PFC变换器，包括第一开关管，第二开关管，第三开关管，第四开关管，第一整流二极管，第二整流二极管，第三二极管，第四二极管，第一励磁电感，第二励磁电感，第一变压器，第二变压器，第一额外二极管1，第二额外二极管，负载，第一输出电容，第二输出电容；将反激变换单元与降压变换单元采用磁元件共用的方式进行变换单元改进整合，达到消除输入电流死区，降低变换器THDi的目的；其次，在上述改进整合的变换单元的基础上，采用输入并联输出串联的配置方式消除整流桥，提高变换器的效率。

Description

一种输入并联输出串联无桥降压PFC变换器
技术领域
本发明涉及电能变换装置的变换器技术领域，具体涉及一种输入并联输出串联无桥降压PFC变换器。
背景技术
交流转直流(AC-DC)变换器广泛应用于日常生活与工业应用中，并且它们通常需要满足一定的输入电流谐波(THDi)与功率因数(PF)要求。为了在较宽的负载情况下均实现满足THDi与PF要求，同时兼顾功率密度，AC-DC功率因数校正(PFC)变换器得到了广泛关注与研究。此外，相比于传统广泛应用的升压式(boost)PFC变换器，降压式(buck)PFC变换器目前更多地应用于小功率电池充放电的使用场景，如笔记本电脑适配器、可穿戴设备的充电器。降压式PFC变换器的优势是可以为后级变换器提供可变的输入电压，便于后级变换器的设计同时也可以降低后级变换器的器件耐压。
但是buck PFC变换器主要的问题是存在输入电流死区时间，影响了变换器的应用。目前，已经有学者可以通过整合降压变换单元与反激(flyback)变换单元来消去变换器输入电流死区。图1分别显示了一种并联整合式buck-flyback功率因数校正变换器与一种高功率因数DCM buck-flyback功率因数校正变换器。通过整合降压buck变换单元与反激flyback变换单元，消去了降压buck变换单元的输入电流的死区时间。但是这种整合式的变换器采用了太多的器件，因此会导致变换器整体效率偏低。
另一方面，传统AC-DC PFC变换器的四个二极管整流桥总需要导通其中两个二极管才能实现AC-DC电能变换，这会降低系统整体效率。图2显示了无桥buck PFC变换器拓扑与其在半个工频周期内的相关输入电压、电流波形。上述现有的无桥buck PFC变换器可以看作将传统buck变换单元进行输入并联输出串联配置得到的一种无桥变换器。但是由于现有buck变换单元本身存在输入电流死区时间，这会影响无桥buck PFC变换器的THDi与PF性能，增大变换器的设计难度同时限制变换器应用范围。
目前PFC变换器存在两个问题：1)整合式buck PFC虽然消去了输入电流死区时间，但存在变换器效率不高的问题；2)无桥buck PFC变换器仍然存在输入电流死区引起的THDi与PF性能较差的问题。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是如何在消除buck PFC变换器的输入电流死区的同时减小THDi提高效率，目的在于提供一种输入并联输出串联无桥降压PFC变换器，将flyback变换单元与buck变换单元采用磁元件共用的方式进行变换单元改进整合，达到消除输入电流死区，降低变换器THDi的目的；其次，在上述改进整合的变换单元的基础上，使用两个改进整合的变换电路单元，同时采用“输入并联输出串联”配置方式消除整流桥，提高变换器的效率。
本发明通过下述技术方案实现：
一种输入并联输出串联无桥降压PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括第一开关管S1，第二开关管S2，第三开关管S3，第四开关管S4，第一整流二极管D1，第二整流二极管D2，第三二极管D3，第四二极管D4，第一励磁电感Lm1，第二励磁电感Lm2，第一变压器T1，第二变压器T2，第一额外二极管DE1，第二额外二极管DE2，负载RL，第一输出电容C1，第二输出电容C2；
其中，第一整流二极管D1阳极分别连接输入电压源vin的一端与第二整流二极管D2阴极；第一开关管S1的源极分别连接第一整流二极管D1阴极、第一变压器T1副边的同名端；第一额外二极管DE1的阳极连接第一开关管S1的漏极；第一额外二极管DE1的阴极分别连接第三二极管D3的阴极、第一励磁电感Lm1的一端、第一变压器T1原边的同名端；第一励磁电感Lm1的另一端分别连接第一变压器T1原边的异名端、第一输出电容C1的阳极、负载RL的一端；第二开关管S2的源极连接第一变压器T1副边的异名端；第二整流二极管D2的阳极分别连接第三开关管S3的漏极与第四开关管S4的漏极；第四二极管D4的阴极分别连接输入电压源vin的另一端、第二变压器T2副边的同名端、第三二极管D3的阳极、第二开关管S2的漏极、第一输出电容C1的阴极、第二输出电容C2的阳极；第二额外二极管DE2的阴极连接第三开关管S3的源极；第二励磁电感Lm2的一端分别连接第四二极管D4的阳极、第二额外二极管DE2的阳极、第二变压器T2原边的异名端；第二励磁电感Lm2的另一端分别连接第二变压器T2原边的同名端与第二输出电容C2的阴极、负载RL的另一端；第四开关管S4的源极连接第二变压器T2副边的异名端；
所述控制逻辑电路分别对主功率电路的输入端和输出端进行采样并产生第一开关管S1，第二开关管S2，第三开关管S3，第四开关管S4的驱动信号。
现有的无桥buck PFC变换器出现输入电流死区时间，主要是因为buck变换单元在输入电压低于输出电压时，变换器无法工作，即输入电流为零。现有变换器常常通过改造整合buck变换单元电路结构解决输入电流死区的问题，但是现有的改造整合式buck PFC虽然消去了输入电流死区时间，但整合式的buck-flyback PFC变换器在电流回路中又会增加额外的二极管，增加了变换器的损耗，降低了变换器效率，且采用输入并联输出并联的无桥拓扑结构，变换器容易进入输入电流死区，需要效率相对较低的反激单元承担更多的能量变换，因此，本发明一方面将flyback变换单元与buck变换单元采用磁元件共用的方式进行变换单元改进整合，并达到消除输入电流死区，降低变换器THDi的目的，通过增加器件取消了整流桥，虽然器件数量增加，但本发明变换器在工作时，相比于使用整流桥的变换器来说，减少了工作时二极管的使用，从而实现在无输入电流死区时，不使用整流桥提高buck PFC变换器的效率与功率因数，另一方面使用两个改造整合的变换单元并通过输入并联输出串联的配置方式得到无桥拓扑，相比于两个变换单元采用并联输入输出整合的配置方式得到的无桥拓扑，可以实现更高的效率，这种输入并联输出串联的无桥buck PFC变换器，在输入电压vin小于Vo/[2(1-N2)]时才进入原输入电流死区，即保持了输入电流死区小的优点，有利于大部分电能通过效率更高的降压单元完成变换。
进一步地，所述控制逻辑电路包括输出电压采样电路、加减法器、PI参数运算电路、输入电压采样电路、绝对值模块、第一比较器、第二比较器、第三比较器和逻辑开关电路，其中，
输出电压采样电路输入端并联在主功率电路负载两端采集输出电压Vo，加减法器的正向输入端与参考电压相连，加减法器的反向输入端与输出电压采样电路的采样输出端相连，加减法器的输出端与PI参数运算电路的输入端连接，第一比较器的正向输入端与PI参数运算电路的输出端连接，第一比较器的反向输入端输入三角波，
输入电压采样电路输入端采集主功率电路的输入电压源vin，输入电压采样电路采样输出端与绝对值模块的输入端连接，绝对值模块的输出端与第二比较器的反向输入端连接，第二比较器的正向输入端与模态切换电压Vb连接，第三比较器的正向输入端与输入电压采样电路采样输出端连接，第三比较器的反向输入端接地，所述逻辑开关电路包括第一与门、第二与门、第三与门、第四与门和非门，
所述第一与门的两个输入端分别与第三比较器的输出端、第一比较器的输出端连接，所述第一与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GS1与第一开关管S1的门极相连而驱动第一开关管S1工作；
所述第二与门的一个输入端与第一比较器的输出端连接，第三比较器的输出端经过一个非门后与第二与门的另一个输入端连接，所述第二与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GS3与第三开关管S3的门极相连而驱动第三开关管S3工作；
所述第三与门的三个输入端分别与第一比较器的输出端、第二比较器的输出端、第三比较器的输出端连接，所述第三与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GS2与第二开关管S2的门极相连而驱动第二开关管S2工作；
所述第四与门的两个输入端分别与第一比较器的输出端、第二比较器的输出端连接，第三比较器的输出端经过一个非门后与第四与门的第三个输入端连接，所述第四与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GS4与第四开关管S4的门极相连而驱动第四开关管S4工作。
进一步地，所述第二开关管S2，第四开关管S4，第一整流二极管D1，第二整流二极管D2，第三二极管D3，第四二极管D4，第一励磁电感Lm1，第二励磁电感Lm2，第一变压器T1，第二变压器T2，负载RL，第一输出电容C1，第二输出电容C2组成反激变换单元；当输入电压的绝对值小于模态切换电压Vb时，仅反激变换单元处于工作状态；
第一整流二极管D1，第二整流二极管D2，第一开关管S1，第三开关管S3，第一额外二极管DE1，第二额外二极管DE2，第三二极管D3，第四二极管D4，第一励磁电感Lm1，第二励磁电感Lm2，负载RL，第一输出电容C1，第二输出电容C2组成降压变换单元；当输入电压的绝对值大于等于模态切换电压Vb时，仅降压变换单元处于工作状态。
进一步地，所述模态切换电压Vb的计算公式为：
Figure BDA0003241499980000041
其中，N为第一变压器T1、第二变压器T2的原副边匝比。
进一步地，所述逻辑开关电路的逻辑输出过程为：
当vin＞0时，第三比较器的输出信号Gvin1为高电平，经过非门输出的信号Gvin0为低电平；当vin≤0时，第三比较器的输出信号Gvin1为低电平，经过非门输出的信号Gvin0为高电平；
当输入电压的绝对值|vin|大于等于模态切换电压Vb时，第二比较器输出Gbound为低电平；当输入电压的绝对值|vin|小于模态切换电压Vb时，第二比较器输出Gbound为高电平；
当第一比较器与第三比较器输出的信号均为高电平时，驱动信号GS1为高电平，此时仅第一开关管S1响应工作；
当第一比较器输出为高电平，第三比较器输出为低电平时，驱动信号GS3为高电平，此时仅第三开关管S3响应工作；
当第一比较器的输出、Gvin1与Gbound均为高电平时，驱动信号GS2为高电平，此时仅第二开关管S2响应工作；
当第一比较器的输出、Gvin0与Gbound均为高电平时，驱动信号GS4为高电平，此时仅第四开关管S4响应工作。
本发明与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：
1、本发明一种输入并联输出串联无桥降压PFC变换器，将flyback变换单元与buck变换单元采用磁元件共用的方式进行变换单元改进整合，虽然增加了变换器整体器件数量，但却减小了变换器的运行成本(效率高电费低、损耗小寿命长)、提升了运行性能，彻底消去输入电流死区，降低变换器的整体THDi；
2、本发明一种输入并联输出串联无桥降压PFC变换器，在输入电流较大时仅使用降压变换单元进行工作，可以充分发挥降压变换单元的高效率优势，保证变换器整体效率；同时只在输入电流较小时使用反激变换单元进行工作，可以避免反激变换单元因变压器损耗问题所带来的低效率问题，并且避免了降压变换单元输入电流死区；
3、本发明一种输入并联输出串联无桥降压PFC变换器，使用“输入并联输出串联”的方式配置两个改造整合的变换单元得到无桥拓扑，相比于两个变换单元在并联整合的配置方式得到的无桥拓扑，可以使输入电流死区更小，这样不易进入电流死区，有利于大部分电能通过效率更高的降压单元完成变换，可以实现更高的效率。
附图说明
为了更清楚地说明本发明示例性实施方式的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。在附图中：
图1中为现有技术中无桥buck PFC变换器拓扑结构及其输入电压与输出电压所确定的输入电流死区时间；
图2为现有技术无输入电流死区的buck与flyback变换单元开关器件整合拓扑；
图3为现有技术消去输入电流死区的buck与flyback变换单元电感整合拓扑；
图4为本发明一种实施方式的多变换单元输入输出并联整合降压式变换器电路原理图；
图5为本发明变换器的一种驱动控制原理图
图6为图5对应的主要波形时序图；
图7为本发明当vin<Vb时，S2导通，励磁电感电流iLm1增加等效电路图；
图8为本发明当vin＜Vb时，S2关断，励磁电感电流iLm1在续流的等效电路图；
图9为本发明当vin<Vb时，S2关断，励磁电感电流iLm1续流结束的等效电路图；
图10为本发明当vin<Vb时，在反激工作状态时一个开关周期内的关键器件理论波形图；
图11为本发明当vin≥Vb时，S1导通，励磁电感电流iLm1增加的等效电路图；
图12为本发明当vin≥Vb时，S1导通，励磁电感电流iLm1续流的等效电路图；
图13为本发明当vin≥Vb时，S1断开，励磁电感电流iLm1续流结束的等效电路图；
图14为本发明当vin≥Vb时，在降压工作状态时一个开关周期内的关键器件理论波形图；
图15为本发明在半个工频周期内的输入电压、输入电流与输出电压理论波形图；
图16为本发明交流输入工频周期内的器件关键波形的仿真图；
图17为本发明当vin<Vb时，本发明在反激工作状态时开关周期时间刻度下的器件关键波形仿真图；
图18为本发明当vin≥Vb时，本发明在降压工作状态时开关周期时间刻度下的器件关键波形仿真图
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本本发明。在其他实施例中，为了避免混淆本本发明，未具体描述公知的结构、电路、材料或方法。
在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和、或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的示图都是为了说明的目的，并且示图不一定是按比例绘制的。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
从图1中可以看出，现有的无桥buck PFC变换器中，由于输入电流谐波的限制而变换器输出电压无法设置得更高，因为过高的输出电压会增大输入电流死区时间，进而增大输入电流谐波。实际上，该问题本质上是由于降压式变换器本身在输入电压vin小于输出电压Vo时，不再工作，因此存在输入电流iin死区。针对于上述问题，现有技术中通过整合高功率因数的降压buck与反激flyback变换单元形成高功率因数buck-flyback PFC变换器，具体的，有如图2所示，通过开关器件整合方式得到的buck-flyback PFC变换器；也有如图3所示通过电感器件整合方式得到的buck-flyback PFC变换器。但是这两种整合PFC变换器在输入端都存在整流桥结构，这样会在电流导通回路中增加额外的二极管，降低了变换器的效率，而采用四个二极管的整流桥总需要导通其中两个二极管才能实现AC-DC电能变换，这会降低系统整体效率，采用无桥buck PFC变换器又会由于buck变换单元本身存在输入电流死区时间，影响无桥buck PFC变换器的THDi与PF性能。
实施例
因此，如图4所示，本实施例提供一种输入并联输出串联无桥降压PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括第一开关管S1，第二开关管S2，第三开关管S3，第四开关管S4，第一整流二极管D1，第二整流二极管D2，第三二极管D3，第四二极管D4，第一励磁电感Lm1，第二励磁电感Lm2，第一变压器T1，第二变压器T2，第一额外二极管DE1，第二额外二极管DE2，负载RL，第一输出电容C1，第二输出电容C2；
其中，第一整流二极管D1阳极分别连接输入电压源vin的一端与第二整流二极管D2阴极；第一开关管S1的源极分别连接第一整流二极管D1阴极、第一变压器T1副边的同名端；第一额外二极管DE1的阳极连接第一开关管S1的漏极；第一额外二极管DE1的阴极分别连接第三二极管D3的阴极、第一励磁电感Lm1的一端、第一变压器T1原边的同名端；第一励磁电感Lm1的另一端分别连接第一变压器T1原边的异名端、第一输出电容C1的阳极、负载RL的一端；第二开关管S2的源极连接第一变压器T1副边的异名端；第二整流二极管D2的阳极分别连接第三开关管S3的漏极与第四开关管S4的漏极；第四二极管D4的阴极分别连接输入电压源vin的另一端、第二变压器T2副边的同名端、第三二极管D3的阳极、第二开关管S2的漏极、第一输出电容C1的阴极、第二输出电容C2的阳极；第二额外二极管DE2的阴极连接第三开关管S3的源极；第二励磁电感Lm2的一端分别连接第四二极管D4的阳极、第二额外二极管DE2的阳极、第二变压器T2原边的异名端；第二励磁电感Lm2的另一端分别连接第二变压器T2原边的同名端与第二输出电容C2的阴极、负载RL的另一端；第四开关管S4的源极连接第二变压器T2副边的异名端；
所述控制逻辑电路分别对主功率电路的输入端和输出端进行采样并产生第一开关管S1，第二开关管S2，第三开关管S3，第四开关管S4的驱动信号。
在一种实施方式中，如图5所示，控制逻辑电路包括输出电压采样电路、加减法器、PI参数运算电路、输入电压采样电路、绝对值模块、第一比较器、第二比较器、第三比较器和逻辑开关电路，其中，
输出电压采样电路输入端并联在主功率电路负载两端采集输出电压Vo，加减法器的正向输入端与参考电压相连，加减法器的反向输入端与输出电压采样电路的采样输出端相连，加减法器的输出端与PI参数运算电路的输入端连接，第一比较器的正向输入端与PI参数运算电路的输出端连接，第一比较器的反向输入端输入三角波，
输入电压采样电路输入端采集主功率电路的输入电压源vin，输入电压采样电路采样输出端与绝对值模块的输入端连接，绝对值模块的输出端与第二比较器的反向输入端连接，第二比较器的正向输入端与模态切换电压Vb连接，第三比较器的正向输入端与输入电压采样电路采样输出端连接，第三比较器的反向输入端接地，所述逻辑开关电路包括第一与门、第二与门、第三与门、第四与门和非门，
所述第一与门的两个输入端分别与第三比较器的输出端、第一比较器的输出端连接，所述第一与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GS1与第一开关管S1的门极相连而驱动第一开关管S1工作；
所述第二与门的一个输入端与第一比较器的输出端连接，第三比较器的输出端经过一个非门后与第二与门的另一个输入端连接，所述第二与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GS3与第三开关管S3的门极相连而驱动第三开关管S3工作；
所述第三与门的三个输入端分别与第一比较器的输出端、第二比较器的输出端、第三比较器的输出端连接，所述第三与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GS2与第二开关管S2的门极相连而驱动第二开关管S2工作；
所述第四与门的两个输入端分别与第一比较器的输出端、第二比较器的输出端连接，第三比较器的输出端经过一个非门后与第四与门的第三个输入端连接，所述第四与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GS4与第四开关管S4的门极相连而驱动第四开关管S4工作。
其中，为了使得电流死区更小，变换器不易进入电流死区，本实施例中模态切换电压Vb的计算公式为：
Figure BDA0003241499980000081
其中，N为第一变压器T1、第二变压器T2的原副边匝比。
具体地，如图6所示，上述逻辑开关电路的时序波形图及逻辑输出过程为：
通过输出电压采样电路对变换器的输出电压进行采样，得到输出电压采样值；将输出电压采样值输入到加减法器后与参考电压进行比较，得到比较结果；通过PI参数运算电路产生电压环误差反馈信号，在第一比较器中将误差反馈信号与三角波进行比较可以产生控制开关管的基本驱动信号Gbasic；同时，通过输入电压采样电路对变换器的输入电压进行采样，得到输入电压采样值；将输入电压采样值输入到绝对值模块，得到输入电压采样绝对值电压|vin|；在第二比较器中将输入电压采样绝对值电压与预先设置的状态切换电压Vb进行比较，得到模态切换信号Gbound；
并且，在第三比较器中将输入电压采样值与参考地进行比较，得到正输入电压判断信号Gvin1，正输入电压判断信号经过反向器可以得到负输入电压判断信号Gvin0；
当vin＞0时，第三比较器的输出信号Gvin1为高电平，经过非门输出的信号Gvin0为低电平；当vin≤0时，第三比较器的输出信号Gvin1为低电平，经过非门输出的信号Gvin0为高电平；
当输入电压的绝对值|vin|大于等于模态切换电压Vb时，第二比较器输出Gbound为低电平；当输入电压的绝对值|vin|小于模态切换电压Vb时，第二比较器输出Gbound为高电平；
当第一比较器与第三比较器输出的信号均为高电平时，驱动信号GS1为高电平，此时仅第一开关管S1响应工作；
当第一比较器输出为高电平，第三比较器输出为低电平时，驱动信号GS3为高电平，此时仅第三开关管S3响应工作；
当第一比较器的输出、Gvin1与Gbound均为高电平时，驱动信号GS2为高电平，此时仅第二开关管S2响应工作；
当第一比较器的输出、Gvin0与Gbound均为高电平时，驱动信号GS4为高电平，此时仅第四开关管S4响应工作。
具体的，上述实施例中变换器有降压变换单元工作和反激变换单元工作两种工作模式，分别对应在正负半周的四种工作状态：
模式1：所述第二开关管S2，第四开关管S4，第一整流二极管D1，第二整流二极管D2，第三二极管D3，第四二极管D4，第一励磁电感Lm1，第二励磁电感Lm2，第一变压器T1，第二变压器T2，负载RL，第一输出电容C1，第二输出电容C2组成反激变换单元；当输入电压的绝对值小于模态切换电压Vb时，仅反激变换单元处于工作状态；且在正半周时，仅有第二开关管S2，第一整流二极管D1，第三二极管D3，第一励磁电感Lm1，第一变压器T1，负载RL，第一输出电容C1，第二输出电容C2处于工作状态，在负半周时，第四开关管S4，第二整流二极管D2，第四二极管D4，第二励磁电感Lm2，第二变压器T2，负载RL，第一输出电容C1，第二输出电容C2处于工作状态；
模式2：第一整流二极管D1，第二整流二极管D2，第一开关管S1，第三开关管S3，第一额外二极管DE1，第二额外二极管DE2，第三二极管D3，第四二极管D4，第一励磁电感Lm1，第二励磁电感Lm2，负载RL，第一输出电容C1，第二输出电容C2组成降压变换单元；当输入电压的绝对值大于等于模态切换电压Vb时，仅降压变换单元处于工作状态，且在正半周时，仅有第一整流二极管D1，第一开关管S1，第一额外二极管DE1，第三二极管D3，第一励磁电感Lm1，负载RL，第一输出电容C1，第二输出电容C2处于工作状态，在负半周时，第一整流二极管D1，第三开关管S3，第二额外二极管DE2，第四二极管D4，第二励磁电感Lm2，负载RL，第一输出电容C1，第二输出电容C2处于工作状态。
由于本发明变换器在交流输入正半周期与负半周期的运行是相似的，因此本实施例中仅以正半周期的运行模态说明变换器的工作原理，且图10给出了当vin小于模态切换电压Vb时，变换器的关键器件在一个开关周期内的理论波形图，包括第一开关S1的驱动信号GS1，第一励磁电感Lm1的电感电流iLm1，第一理想变压器的原边电流iT1p，第一理想变压器的副边电流iT1s，第三二极管D3的电流iD3，第一开关管S1的电流iS1，第二开关管S2的电流iS2。而且，图10中，d1是第一励磁电感Lm1在反激工作状态的充电占空比，d2F是第一励磁电感Lm1在反激变换工作状态时的放电占空比，TS是开关周期，ILm1,pk是励磁电感电流峰值，IT1p,pk是第一变压器原边电流峰值，IT1s,pk是第一变压器副边电流峰值。
如图7、图8、图9所示，在正半周工作时，当vin小于模态切换电压Vb时，仅反激变换单元处于工作状态，变换器包括以下工作模态：
如图7，工作模态1F，[0，d1TS]：第二开关管S2处于导通状态，交流输入电流经过D1、T1、S2为第一励磁电感Lm1充能；负载RL由第一输出电容C1、第二输出电容C2供能；此阶段，第一励磁电感Lm1电流iLm1线性增加；
如图8，工作模态2F，[d1TS，d1TS+d2FTS]：第二开关管S2处于关断状态，第一励磁电感Lm1电流iLm1经过第一输出电容C1、第三二极管D3续流；同时，也为负载RL和第一输出电容C1供能；此阶段，第二输出电容放电，第一励磁电感Lm1电流iLm1线性减小至到为零；
如图9，工作模态3F，[d1TS+d2FTS，TS]：第二开关管S2处于关断状态，第一励磁电感Lm1电流iLm1已续流结束；负载RL由第一输出电容C1，第二输出电容C2供能。
上述三个工作模态将循环出现直到输入电压vin大于等于模态切换电压Vb时，变换器进入降压工作状态。
如图11～13所示，正半周内当vin大于等于模态切换电压Vb时，变换器的降压变换单元工作，变换器有3种等效电路，图14给出了当vin大于等于模态切换电压Vb时，变换器的关键器件在一个开关周期内的理论波形图。图14中，d1是第一励磁电感Lm1在降压与反激工作状态的充电占空比，d2是第一励磁电感Lm1在降压变换工作状态时的放电占空比，所述降压变换单元处于工作时，则变换器包括以下工作模态：
如图11，工作模态1，[0，d1TS]：第一开关管S1处于导通状态，交流输入电流经过D1、S1、Lm1、DE1、C1为第一励磁电感Lm1充能，也为负载RL与第一输出电容C1供能；此阶段，第二输出电容C2放能，第一励磁电感Lm1电流iLm1线性增加；
如图12，工作模态2，[d1TS，d1TS+d2TS]：第一开关管S1处于关断状态，第一励磁电感Lm1电流iLm1经过第一输出电容C1、第三二极管D3为第一励磁电感Lm1续流；也为负载RL和第一输出电容C1供能；此阶段，第一励磁电感Lm1电流iLm1线性减小到零；
如图13，工作模态3，[d1TS+d2TS，TS]：第一开关管S1、第二开关管S2处于关断状态，第一励磁电感Lm1电流iLm1已续流结束；负载RL由第一输出电容C1、第二输出电容C2供能。
上述三个工作模态循环出现直到vin小于模态切换电压Vb时，变换器进入反激工作状态。
图15是变换器的输入电流iin、输入电压vin与输出电压Vo的理论关系图。当vin<Vb时，由于反激变换单元的运行，变换器的输入电流死区不再存在，减少了变换器的输入电流谐波并提高了功率因数。
为了更好地说明本发明的技术效果，采用PSIM仿真软件对无输入电流死区的输入并联输出串联式无桥buck PFC变换器的原理与控制方式进行了验证。主要的电路参数如下：交流输入电压为220Vac，输出直流电压为120V，输出电容为两个5000uF电容串联，励磁电感Lm1＝Lm2＝25uH，理想变压器T1、T2的原副边绕组比N为26(原)：30(副)，开关频率为50kHz，输出功率为100W，模态切换电压Vb为241V。由于本发明工作于电感电流断续导通模式，因此在交流输入侧必须加入差模电感电容滤波器(Lf-Cf)，其中滤波电感Lf为3mH，滤波电容Cf为0.1uF。
图16是变换器在交流工频周期时间刻度下的关键器件波形仿真图。可以看到：1)输出电压Vo稳定，各个器件波形稳定，说明变换器可以运行，且控制稳定，变换器的PF达到0.997，THDi仅为6.7％；2)虽然降压变换单元只在vin≥Vb情况工作，但反激单元在vin<Vb工作，避免了输入电流iin波形死区时间，同时保证了降压与反激单元工作模态的平滑转换；3)变换器Lm1、S1、S2仅在交流输入正半周期工作，Lm2仅在交流输入负半周期工作，说明变换器实现了无桥工作运行。
为了更好的与现有的变换器进行对比，本实施例中依据上述仿真参数对现有buckPFC变换器进行了仿真，现有的无桥buck PFC变换器的仿真参数如下：交流输入电压为220Vac，输出直流电压为120V，输出电容为5000uF，电感为25uH，开关频率为50kHz，输出功率为100W，滤波电感Lf为3mH，滤波电容Cf为0.1uF，并且均采用相同的PI控制参数(P＝0.3，I＝0.005)。表1给出了现有无桥buck PFC变换器与本专利申请的无桥buck PFC变换器的PF值、THDi与各次输入电流谐波的对比。
表1 现有无桥buck PFC与本发明的变换器性能对比
PF THDi 3<sup>rd</sup>谐波 5<sup>th</sup>谐波 7<sup>th</sup>谐波 9<sup>th</sup>谐波 11<sup>th</sup>谐波 13<sup>th</sup>谐波
现有无桥buck 0.991 13.6％ 10.5％ 5.5％ 3.3％ 2.0％ 1.2％ 0.6％
本发明 0.997 6.7％ 4.2％ 0.9％ 0.5％ 0.4％ 0.2％ 0.2％
从表1可以看到本发明的变换器相比现有buck PFC变换器具有更高的PF值、更低的THDi与各次输入电流谐波。
且从图17可以看出，当vin＜Vb时，本发明变换器在反激工作状态下，开关周期时间刻度的关键器件波形仿真图。可以看到变换器的关键器件波形图与图10所示的关键器件波形理论图一致。
从图18可以看出，当vin≥Vb时，本发明变换器在降压工作状态下，开关周期时间刻度的关键器件波形仿真图。可以看到变换器的关键器件波形图与图14所示的关键器件波形理论图一致。
根据上述理论分析与仿真结果可以看出，本发明采用输入并联输出串联的方式保持了无桥拓扑的效率优势；同时，所提出的拓扑以及对应的控制方式实现了闭环控制与稳定运行，相比于现有无桥降压式PFC变换器，具有高PF与低THDi的优势。
所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种输入并联输出串联无桥降压PFC变换器，其特征在于，包括主功率电路和控制电路，所述主功率电路包括第一开关管S1，第二开关管S2，第三开关管S3，第四开关管S4，第一整流二极管D1，第二整流二极管D2，第三二极管D3，第四二极管D4，第一励磁电感Lm1，第二励磁电感Lm2，第一变压器T1，第二变压器T2，第一额外二极管DE1，第二额外二极管DE2，负载RL，第一输出电容C1，第二输出电容C2；
其中，第一整流二极管D1阳极分别连接输入电压源vin的一端与第二整流二极管D2阴极；第一开关管S1的源极分别连接第一整流二极管D1阴极、第一变压器T1副边的同名端；第一额外二极管DE1的阳极连接第一开关管S1的漏极；第一额外二极管DE1的阴极分别连接第三二极管D3的阴极、第一励磁电感Lm1的一端、第一变压器T1原边的同名端；第一励磁电感Lm1的另一端分别连接第一变压器T1原边的异名端、第一输出电容C1的阳极、负载RL的一端；第二开关管S2的源极连接第一变压器T1副边的异名端；第二整流二极管D2的阳极分别连接第三开关管S3的漏极与第四开关管S4的漏极；第四二极管D4的阴极分别连接输入电压源vin的另一端、第二变压器T2副边的同名端、第三二极管D3的阳极、第二开关管S2的漏极、第一输出电容C1的阴极、第二输出电容C2的阳极；第二额外二极管DE2的阴极连接第三开关管S3的源极；第二励磁电感Lm2的一端分别连接第四二极管D4的阳极、第二额外二极管DE2的阳极、第二变压器T2原边的异名端；第二励磁电感Lm2的另一端分别连接第二变压器T2原边的同名端与第二输出电容C2的阴极、负载RL的另一端；第四开关管S4的源极连接第二变压器T2副边的异名端；
所述控制逻辑电路分别对主功率电路的输入端和输出端进行采样并产生第一开关管S1，第二开关管S2，第三开关管S3，第四开关管S4的驱动信号。
2.根据权利要求1所述的一种输入并联输出串联无桥降压PFC变换器，其特征在于，所述控制逻辑电路包括输出电压采样电路、加减法器、PI参数运算电路、输入电压采样电路、绝对值模块、第一比较器、第二比较器、第三比较器和逻辑开关电路，其中，
输出电压采样电路输入端并联在主功率电路负载两端采集输出电压Vo，加减法器的正向输入端与参考电压相连，加减法器的反向输入端与输出电压采样电路的采样输出端相连，加减法器的输出端与PI参数运算电路的输入端连接，第一比较器的正向输入端与PI参数运算电路的输出端连接，第一比较器的反向输入端输入三角波，
输入电压采样电路输入端采集主功率电路的输入电压源vin，输入电压采样电路采样输出端与绝对值模块的输入端连接，绝对值模块的输出端与第二比较器的反向输入端连接，第二比较器的正向输入端与模态切换电压Vb连接，第三比较器的正向输入端与输入电压采样电路采样输出端连接，第三比较器的反向输入端接地，所述逻辑开关电路包括第一与门、第二与门、第三与门、第四与门和非门，
所述第一与门的两个输入端分别与第三比较器的输出端、第一比较器的输出端连接，所述第一与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GS1与第一开关管S1的门极相连而驱动第一开关管S1工作；
所述第二与门的一个输入端与第一比较器的输出端连接，第三比较器的输出端经过一个非门后与第二与门的另一个输入端连接，所述第二与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GS3与第三开关管S3的门极相连而驱动第三开关管S3工作；
所述第三与门的三个输入端分别与第一比较器的输出端、第二比较器的输出端、第三比较器的输出端连接，所述第三与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GS2与第二开关管S2的门极相连而驱动第二开关管S2工作；
所述第四与门的两个输入端分别与第一比较器的输出端、第二比较器的输出端连接，第三比较器的输出端经过一个非门后与第四与门的第三个输入端连接，所述第四与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GS4与第四开关管S4的门极相连而驱动第四开关管S4工作。
3.根据权利要求2所述的一种输入并联输出串联无桥降压PFC变换器，其特征在于，所述第二开关管S2，第四开关管S4，第一整流二极管D1，第二整流二极管D2，第三二极管D3，第四二极管D4，第一励磁电感Lm1，第二励磁电感Lm2，第一变压器T1，第二变压器T2，负载RL，第一输出电容C1，第二输出电容C2组成反激变换单元；当输入电压的绝对值小于模态切换电压Vb时，仅反激变换单元处于工作状态；
第一整流二极管D1，第二整流二极管D2，第一开关管S1，第三开关管S3，第一额外二极管DE1，第二额外二极管DE2，第三二极管D3，第四二极管D4，第一励磁电感Lm1，第二励磁电感Lm2，负载RL，第一输出电容C1，第二输出电容C2组成降压变换单元；当输入电压的绝对值大于等于模态切换电压Vb时，仅降压变换单元处于工作状态。
4.根据权利要求3所述的一种输入并联输出串联无桥降压PFC变换器，其特征在于，所述模态切换电压Vb的计算公式为：
Figure FDA0003241499970000021
其中，N为第一变压器T1、第二变压器T2的原副边匝比。
5.根据权利要求2所述的一种输入并联输出串联无桥降压PFC变换器，其特征在于，所述逻辑开关电路的逻辑输出过程为：
当vin＞0时，第三比较器的输出信号Gvin1为高电平，经过非门输出的信号Gvin0为低电平；当vin≤0时，第三比较器的输出信号Gvin1为低电平，经过非门输出的信号Gvin0为高电平；
当输入电压的绝对值|vin|大于等于模态切换电压Vb时，第二比较器输出Gbound为低电平；当输入电压的绝对值|vin|小于模态切换电压Vb时，第二比较器输出Gbound为高电平；
当第一比较器与第三比较器输出的信号均为高电平时，驱动信号GS1为高电平，此时仅第一开关管S1响应工作；
当第一比较器输出为高电平，第三比较器输出为低电平时，驱动信号GS3为高电平，此时仅第三开关管S3响应工作；
当第一比较器的输出、Gvin1与Gbound均为高电平时，驱动信号GS2为高电平，此时仅第二开关管S2响应工作；
当第一比较器的输出、Gvin0与Gbound均为高电平时，驱动信号GS4为高电平，此时仅第四开关管S4响应工作。
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