CN113765359B - 一种多单元并联整合降压无桥pfc变换器 - Google Patents

一种多单元并联整合降压无桥pfc变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种多单元并联整合降压无桥PFC变换器，包括输入电压源，第一整流二极管，第二整流二极管，第三二极管，第四二极管，第一开关管，第二开关管，第五二极管，第六二极管，第一反激开关管，第一理想变压器，第二反激开关管，第二理想变压器，第一励磁电感，第二励磁电感，负载，输出电容，控制逻辑电路用于产生开关管的驱动信号，通过将降压变换单元与反激变换单元输入输出并联整合，得到无输入电流死区的降压‑反激变换单元，然后再次进行输入输出并联配置，得到无整流桥的无输入电流死区降压式多变换单元整合的PFC变换器，从而实现在无输入电流死区时，不使用整流桥提高buck PFC变换器的效率与功率因数。

Description

一种多单元并联整合降压无桥PFC变换器
技术领域
本发明涉及电能变换装置的变换器技术领域，具体涉及一种多单元并联整合降压无桥PFC变换器。
背景技术
电力是我们当前工业应用与居家生活的必要能源之一，而在当前社会主要的城市电网电力形式仍然是交流电(AC)。因此，在负载多为直流(DC)的场景下，需要使用大量AC-DC变换器。其中带有功率因数校正(PFC)功能的AC-DC变换器凭借其体积小、功率因数高、电流谐波小等优势被广泛应用。
在家用小功率应用场景中，如数百瓦的电池充电装置、电源适配器等，通常会使用降压式(buck)PFC作为前级的交流电转直流电的电路。因为这种降压式buck PFC变换器的输出电压可以在60至160V之间，比传统升压式(boost)PFC变换器380到400V的母线电压低很多。这样的低输出电压buck PFC变换器有利于后级直直变换器的设计与轻载效率提升。
此外，为了提高变换器效率，无整流桥的buck PFC变换器也被提出。它的效率提升主要是通过减少变换器电流导通通路里的二极管数量实现的。其拓扑具体特点是取消了由四个二极管组成的整流桥，即无桥buck PFC变换器。图1给出了无桥buck PFC变换器的电路图以及输入电流波形，如图1所示的无桥buck PFC变换器输出电压由于输入电流谐波的限制而无法设置得更高，因为过高的输出电压会增大输入电流死区时间，进而增大输入电流谐波。实际上，该问题本质上是由于降压式变换器本身在输入电压vin小于输出电压Vo时，不再工作，因此存在输入电流iin死区。
另一方面，有学者提出了如图2所示的高功率因数的降压buck与反激flyback变换单元整合的高功率因数buck-flyback PFC变换器。通过开关器件整合方式得到的buck-flyback PFC变换器如图2所示；通过电感器件整合方式得到的buck-flyback PFC变换器如图3所示。但是上述两种整合PFC变换器都增加了额外的二极管在电流导通回路中，降低了变换器的效率。
总结现有变换器的问题：1)现有无桥buck PFC变换器存在输入电流死区并导致较高的输入电流谐波，不利于变换器设计；2)整合式的buck-flyback PFC变换器需要增加额外的二极管在电流回路中，增加了变换器的损耗，降低了变换器效率。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是如何在消除电流死区的同时提高buck PFC变换器的效率与功率因数，目的在于提供一种多单元并联整合降压无桥PFC变换器，通过将buck变换单元与flyback变换单元输入输出并联整合，得到无输入电流死区的buck-flyback变换单元，再将上述得到的无输入电流死区的buck-flyback变换单元再次进行“输入输出并联”配置，得到无整流桥的无输入电流死区降压式多变换单元整合的PFC变换器，从而在无输入电流死区时，不使用整流桥，提高buck PFC变换器的效率与功率因数。
本发明通过下述技术方案实现：
一种多单元并联整合降压无桥PFC变换器，包括主功率电路和控制逻辑电路，所述主功率电路包括输入电压源vin，第一整流二极管D1，第二整流二极管D2，第三二极管D3，第四二极管D4，第一开关管S1，第二开关管S2，第五二极管D5，第六二极管D6，第一反激开关管SF1，第一理想变压器T1，第二反激开关管SF2，第二理想变压器T2，第一励磁电感Lm1，第二励磁电感Lm2，负载RL，输出电容CO；
其中，输入电压源vin的一端分别连接第一开关管S1的漏极、第一整流二极管D1阴极与第一理想变压器T1副边的同名端，输入电压源vin的另一端分别连接第二开关管S2的漏极、第二整流二极管D2的阴极与第二变压器T2副边的同名端；第一整流二极管D1的阳极分别连接第二整流二极管D2的阳极、第六二极管D6的阳极、第五二极管D5的阳极、第二反激开关管SF2的源极、第一反激开关管SF1的源极、输出电容Co的负端、负载RL的一端；第三二极管D3的阳极连接第一开关管S1的源极，第三二极管D3的阴极分别连接第一励磁电感Lm1的一端、第一理想变压器T1原边的同名端、第五二极管D5的阴极；第四二极管D4的阳极连接第二开关管S2的源极，第四二极管D4的阴极分别连接第二励磁电感Lm2的一端、第二理想变压器T2原边的同名端、第六二极管D6的阴极；第一励磁电感Lm1的另一端分别连接第一理想变压器T1原边的另一端、第二励磁电感Lm2的另一端、输出电容Co的正端、负载RL的一端；第二励磁电感Lm2的另一端分别连接第二理想变压器T2原边的另一端、输出电容Co的正端、负载RL的另一端；第一理想变压器T1副边的另一端连接第一反激开关管SF1的漏极；第二理想变压器T2副边的另一端连接第二反激开关管SF2的漏极；
所述控制逻辑电路分别对主功率电路的输入端和输出端进行采样并产生第一开关管S1、第二开关管S1、第一反激开关管SF1和第二反激开关管SF2的驱动信号。
现有的变换器中，仅采用无桥buck PFC变换器时，会存在输入电流死区并导致较高的输入电流谐波，不利于变换器工作，而整合式的buck-flyback PFC变换器在电流回路中又会增加额外的二极管，增加了变换器的损耗，降低了变换器效率，因此本发明通过将buck变换单元与flyback变换单元输入输出并联整合，得到无输入电流死区的buck-flyback变换单元，再将上述得到的无输入电流死区的buck-flyback变换单元再次进行“输入输出并联”配置，得到无整流桥的无输入电流死区降压式多变换单元整合的PFC变换器，在电压源输入两端均采用buck变换单元与flyback变换单元并联输入。当工作在正半周时，降压变换单元包括第一开关管S1和第三二极管D3，反激变换单元包括第一反激开关管SF1和第一理想变压器T1，工作在负半周时降压变换单元包括第二开关管S2，第四二极管D4；反激变换单元包括第二反激开关管SF2和第二理想变压器T2；通过反激变换单元消除电流死区，然后通过增加器件取消整流桥的使用，虽然器件数量增加，且二极管的数量并未减少，但是在本发明变换器在工作时，实际上只有三个二极管在工作，相比现有的变换器来说，减少了工作时二极管的使用，从而实现在无输入电流死区时，不使用整流桥提高buck PFC变换器的效率与功率因数。当输入电压vin大于等于模态切换电压Vb时，仅降压变换单元处于工作状态；且降压变换单元和反激变换单元只有一个单元处于工作状态，并且在交流输入电源的正负半周只有一组器件处于工作状态。
进一步地，所述控制逻辑电路包括输出电压采样电路、加减法器、PI参数运算电路、输入电压采样电路、绝对值模块、第一比较器、第二比较器和逻辑开关电路，其中：
输出电压采样电路输入端与主功率电路的输出电压Vo相连，加减法器的正向输入端与参考电压相连，加减法器的反向输入端与输出电压采样电路的采样输出端相连，加减法器的输出端与PI参数运算电路的输入端连接，第一比较器的正向输入端与PI参数运算电路的输出端连接，第一比较器的反向输入端与三角波连接，第一比较器的输出端与主功率电路中的第一开关管S1和第二开关管S2的门极相连而驱动一开关管S1和第二开关管S2工作；
输入电压采样电路输入端与主功率电路的输入电压源vin的一端连接，输入电压采样电路采样输出端与绝对值模块的输入端连接，绝对值模块的输出端与第二比较器的反向输入端连接，第二比较器的正向输入端与模态切换电压Vb连接，逻辑开关电路的输入端分别与第二比较器的输出端、第一比较器的输出端连接，逻辑开关电路的输出端分别与第一反激开关管SF1和第二反激开关管SF2的门极相连而驱动第一反激开关管SF1和第二反激开关管SF2工作。
此种控制方法逻辑简单，但是由于在半个工频周期内，只有一个单元的一组开关管在工作，因此会导致开关管驱动电路的功率损耗。比如，在正半周内，仅有第一开关管S1或第一反激开关管SF2工作，另一组第二开关管S2和第二反激开关管SF2虽然有导通与关断的控制信号，但是实际上第二开关管S2、第二反激开关管SF2没有参与电能变换，相当于没有工作，因此导致开关管驱动电路的功率损耗。
进一步地，设置模态切换电压Vb主要是为了实现“降压”与“反激”变换单元的平滑切换，使得输入电流能保持较高的正弦性，实现高PF与低THD，通过让降压单元输入电流与反激单元输入电流相等，则所述模态切换电压Vb的计算公式为：
Vb＝Vo/(1-n2)
其中，n为第一理想变压器T1与第二理想变压器T2的原副边匝比。
进一步地，第一开关管S1，第二开关管S2，第一整流二极管D1，第二整流二极管D2，第三二极管D3，第四二极管D4，第五二极管D5，第六二极管D6，第一励磁电感Lm1，第二励磁电感Lm2，负载RL，输出电容CO组成降压变换单元；当输入电压的绝对值大于等于模态切换电压Vb时，仅降压变换单元处于工作状态；
所述第一反激开关管SF1，第二反激开关管SF2，第一整流二极管D1，第二整流二极管D2，第五二极管D5，第六二极管D6，第一励磁电感Lm1，第二励磁电感Lm2，第一理想变压器T1，第二理想变压器T2，负载RL，输出电容CO组成反激变换单元；当输入电压的绝对值小于模态切换电压Vb时，仅反激变换单元处于工作状态。
进一步地，所述逻辑开关电路包括一个与门，其逻辑输出过程为：
当输入电压的绝对值|vin|大于等于模态切换电压Vb时，第二比较器输出Vcom为低电平，通过与门后，驱动信号GSF1、GSF2为低电平，此时第一反激开关管SF1和第二反激开关管SF2无响应不工作，仅降压变换单元处于工作状态；
当输入电压的绝对值|vin|小于模态切换电压Vb时，第二比较器输出Vcom为高电平，通过与门后，驱动信号GSF1、GSF2为高电平，此时第一反激开关管SF1和第二反激开关管SF2响应工作，仅反激变换单元处于工作状态。
进一步地，为了减少开关管驱动电路的损耗，所述控制逻辑电路还包括第三比较器，第三比较器的正向输入端与输入电压采样电路采样输出端连接，第三比较器的反向输入端接地，所述逻辑开关电路包括第一与门、第二与门、第三与门、第四与门和非门，
所述第一与门的两个输入端分别与第三比较器的输出端、第一比较器的输出端连接，所述第一与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GS1与第一开关管S1的门极相连而驱动第一开关管S1工作；
所述第二与门的一个输入端与第一比较器的输出端连接，第三比较器的输出端经过一个非门后与第二与门的另一个输入端连接，所述第二与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GS2与第二开关管S2的门极相连而驱动第二开关管S2工作；
所述第三与门的三个输入端分别与第一比较器的输出端、第二比较器的输出端、第三比较器的输出端连接，所述第三与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GSF1与第一反激开关管SF1的门极相连而驱动第一反激开关管SF1工作；
所述第四与门的两个输入端分别与第一比较器的输出端、第二比较器的输出端连接，第三比较器的输出端经过一个非门后与第四与门的第三个输入端连接，所述第四与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GSF2与第二反激开关管SF2的门极相连而驱动第二反激开关管SF2工作。在上述简单控制逻辑电路的基础上，本方案减少了实际开关管驱动电路的损耗，在工作时一个变换单元只有一组二极管在工作。
进一步地，所述逻辑开关电路的逻辑输出过程为：
当vin＞0时，第三比较器的输出信号Gvin1为高电平，经过非门输出的信号Gvin0为低电平；
当vin≤0时，第三比较器的输出信号Gvin1为低电平，经过非门输出的信号Gvin0为高电平；
当输入电压的绝对值|vin|大于等于模态切换电压Vb时，第二比较器输出Gbound为低电平；当输入电压的绝对值|vin|小于模态切换电压Vb时，第二比较器输出Gbound为高电平；
当第一比较器与第三比较器输出的信号均为高电平时，驱动信号GS1为高电平，此时仅第一开关管S1响应工作；
当第一比较器输出为高电平，第三比较器输出为低电平时，驱动信号GS2为高电平，此时仅第二开关管S2响应工作；
当第一比较器的输出、Gvin1与Gbound均为高电平时，驱动信号GSF1为高电平，此时仅第一反激开关管SF1响应工作；
当第一比较器的输出、Gvin0与Gbound均为高电平时，驱动信号GSF2为高电平，此时仅第二反激开关管SF2响应工作。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
1、本发明一种多单元并联整合降压无桥PFC变换器，采用了“输入输出并联”的变换单元配置替代整流桥，通过增加变换器整体器件数量的技术路线以减小变换器的运行成本、提升运行性能，可以实现较高的变换效率，同时可以避免现有无桥降压式功率因数校正变换器输出侧电容串联导致的电容容值减半的缺点，有利于提高变换器的功率密度；
2、本发明一种多单元并联整合降压无桥PFC变换器，相比于现有无桥降压式功率因数校正变换器，没有输入电流死区时间，可以提高变换器的功率因数(PF)并降低输入电流谐波(THD)。
3、本发明一种多单元并联整合降压无桥PFC变换器，在输入电流较大时使用降压变换单元进行工作，可以发挥降压变换单元的高效率优势，保证变换器整体效率；同时只是在输入电流较小时使用反激变换单元进行工作，可以避免反激变换单元因变压器损耗问题所带来的低效率问题，并且避免了降压变换单元输入电流死区。
附图说明
为了更清楚地说明本发明示例性实施方式的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。在附图中：
图1中为现有技术中无桥buck PFC变换器拓扑结构及其输入电压与输出电压所确定的输入电流死区时间；
图2为现有技术消去输入电流死区的整合式buck-flyback PFC变换器开关器件整合拓扑；
图3为现有技术消去输入电流死区的整合式buck-flyback PFC变换器电感整合拓扑；
图4为本发明一种实施方式的多变换单元输入输出并联整合降压式变换器电路原理图；
图5中为本发明变换器的一种驱动控制原理图；
图6为图5对应的主要波形时序图；
图7为本发明变换器的另一种驱动控制原理图；
图8为图7对应的主要波形时序图；
图9为本发明当vin>Vb时的工作模态1的等效电路图(仅降压变换单元工作)；
图10为本发明当vin>Vb时的工作模态2的等效电路图(仅降压变换单元工作)；
图11为本发明当vin>Vb时的工作模态3的等效电路图(仅降压变换单元工作)；
图12为本发明当vin>Vb时本发明的关键器件在一个开关周期内的工作波形图(仅降压变换单元工作)；
图13为本发明当vin≤Vb时本发明的工作模态1等效电路图(仅反激变换单元工作)；
图14为本发明当vin≤Vb时本发明的工作模态2等效电路图(仅反激变换单元工作)；
图15为本发明当vin≤Vb时本发明的工作模态3等效电路图(仅反激变换单元工作)；
图16为本发明当vin≤Vb时本发明的关键器件在一个开关周期内的工作波形图(仅反激变换单元工作)；
图17为本发明在半个工频周期内的输入电流电压波形；
图18为本发明的关键器件在半个工频周期内的仿真波形图；
图19为本发明的关键器件在降压工作状态时一个开关周期内的仿真波形图；
图20为本发明的关键器件在反激工作状态时一个开关周期内的仿真波形图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本本发明。在其他实施例中，为了避免混淆本本发明，未具体描述公知的结构、电路、材料或方法。
在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和、或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的示图都是为了说明的目的，并且示图不一定是按比例绘制的。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
在本发明的描述中，术语“前”、“后”、“左”、“右”、“上”、“下”、“竖直”、“水平”、“高”、“低”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明保护范围的限制。
从图1中可以看出，现有的无桥buck PFC变换器中，由于输入电流谐波的限制而变换器输出电压无法设置得更高，因为过高的输出电压会增大输入电流死区时间，进而增大输入电流谐波。实际上，该问题本质上是由于降压式变换器本身在输入电压vin小于输出电压Vo时，不再工作，因此存在输入电流iin死区。针对于上述问题，现有技术中通过整合降压buck与反激flyback变换单元形成高功率因数buck-flyback PFC变换器。具体地，如图2所示，通过开关器件整合方式得到的buck-flyback PFC变换器；也有如图3所示通过电感器件整合方式得到的buck-flyback PFC变换器。但是这两种整合PFC变换器在输入端都存在整流桥结构，这样会在电流导通回路中增加额外的二极管，降低了变换器的效率。
实施例
因此，如图4所示，本实施例一种多单元并联整合降压无桥PFC变换器，在上述图3所示通过电感器件整合方式得到的buck-flyback PFC变换器的基础上，通过增加器件减少工作时二极管的使用，具体的包括主功率电路和控制逻辑电路，所述主功率电路包括输入电压源vin，第一整流二极管D1，第二整流二极管D2，第三二极管D3，第四二极管D4，第一开关管S1，第二开关管S2，第五二极管D5，第六二极管D6，第一反激开关管SF1，第一理想变压器T1，第二反激开关管SF2，第二理想变压器T2，第一励磁电感Lm1，第二励磁电感Lm2，负载RL，输出电容CO；
其中，输入电压源vin的一端分别连接第一开关管S1的漏极、第一整流二极管D1阴极与第一理想变压器T1副边的同名端，输入电压源vin的另一端分别连接第二开关管S2的漏极、第二整流二极管D2的阴极与第二变压器T2副边的同名端；第一整流二极管D1的阳极分别连接第二整流二极管D2的阳极、第六二极管D6的阳极、第五二极管D5的阳极、第二反激开关管SF2的源极、第一反激开关管SF1的源极、输出电容Co的负端、负载RL的一端；第三二极管D3的阳极连接第一开关管S1的源极，第三二极管D3的阴极分别连接第一励磁电感Lm1的一端、第一理想变压器T1原边的同名端、第五二极管D5的阴极；第四二极管D4的阳极连接第二开关管S2的源极，第四二极管D4的阴极分别连接第二励磁电感Lm2的一端、第二理想变压器T2原边的同名端、第六二极管D6的阴极；第一励磁电感Lm1的另一端分别连接第一理想变压器T1原边的另一端、第二励磁电感Lm2的另一端、输出电容Co的正端、负载RL的一端；第二励磁电感Lm2的另一端分别连接第二理想变压器T2原边的另一端、输出电容Co的正端、负载RL的另一端；第一理想变压器T1副边的另一端连接第一反激开关管SF1的漏极；第二理想变压器T2副边的另一端连接第二反激开关管SF2的漏极；
上述控制逻辑电路分别对主功率电路的输入端和输出端进行采样并产生第一开关管S1、第二开关管S2、第一反激开关管SF1和第二反激开关管SF2的驱动信号。
在一种实施方式中，如图5所示，上述控制逻辑电路包括输出电压采样电路、加减法器、PI参数运算电路、输入电压采样电路、绝对值模块、第一比较器、第二比较器和逻辑开关电路，其中：
输出电压采样电路输入端与主功率电路的输出电压Vo相连，加减法器的正向输入端与参考电压相连，加减法器的反向输入端与输出电压采样电路的采样输出端相连，加减法器的输出端与PI参数运算电路的输入端连接，第一比较器的正向输入端与PI参数运算电路的输出端连接，第一比较器的反向输入端与三角波连接，第一比较器的输出端与主功率电路中的第一开关管S1和第二开关管S2的门极相连而驱动一开关管S1和第二开关管S2工作；
输入电压采样电路输入端与主功率电路的输入电压源vin的一端连接，输入电压采样电路采样输出端与绝对值模块的输入端连接，绝对值模块的输出端与第二比较器的反向输入端连接，第二比较器的正向输入端与模态切换电压Vb连接，逻辑开关电路的输入端分别与第二比较器的输出端、第一比较器的输出端连接，逻辑开关电路的输出端分别与第一反激开关管SF1和第二反激开关管SF2的门极相连而驱动第一反激开关管SF1和第二反激开关管SF2工作。
其中，设置模态切换电压Vb主要是为了实现“降压”与“反激”变换单元的平滑切换，使得输入电流能保持较高的正弦性，实现高PF与低THD，通过让降压单元输入电流与反激单元输入电流相等，则所述模态切换电压Vb的计算公式为：
Vb＝Vo/(1-n2)
其中，n为第一理想变压器T1与第二理想变压器T2的原副边匝比。
此种控制逻辑电路的控制原理为：通过输出电压采样电路对变换器的输出电压进行采样，得到输出电压采样值；将输出电压采样值输入到加减法器后与参考电压进行比较，得到比较结果；通过PI参数运算电路产生电压环误差反馈信号，在第一比较器中将误差反馈信号与三角波进行比较产生控制开关管S1、S2的驱动信号GS1、GS2，所述第一开关管S1、第二开关管S2响应于同一驱动信号GS1、GS2。
同时，通过输入电压采样电路对变换器的输入电压进行采样，得到输入电压采样值；将输入电压采样值输入到绝对值模块，得到输入电压采样绝对值电压；在第二比较器中将输入电压采样绝对值电压与预先设置的模态切换电压Vb进行比较，得到的比较结果与第一比较器输出的的驱动信号一同输入到与门；与门的输出信号就是第一反激开关管SF1、第二反激开关管SF2的驱动信号GSF1、GSF2，第一反激开关管SF1、第二反激开关管SF2响应于同一驱动信号GSF1、GSF2。
此种控制方式工作时的波形时序图如图6所示。需要说明的是图6中每个开关周期Ts的时间被放大了以便于作图说明控制逻辑，实际开关周期TS远小于工频周期TL，后文中出现的图8也做了上述假设。图6中，当输入电压的绝对值|vin|大于等于模态切换电压Vb时，第二比较器输出Vcom为低电平，通过与门后，驱动信号GSF1、GSF2为低电平，此时第一反激开关管SF1和第二反激开关管SF2无响应不工作，仅降压变换单元处于工作状态；
当输入电压的绝对值|vin|小于模态切换电压Vb时，第二比较器输出Vcom为高电平，通过与门后，驱动信号GSF1、GSF2为高电平，此时第一反激开关管SF1和第二反激开关管SF2响应工作，仅反激变换单元处于工作状态。
此种控制方法逻辑简单，但是由于在半个工频周期内，只有一个单元的一组开关管在工作，因此会导致开关管驱动电路的功率损耗。比如，在正半周内，仅有第一开关管S1或第一反激开关管SF2工作，另一组第二开关管S2和第二反激开关管SF2虽然有导通与关断的控制信号，但是实际上第二开关管S2、第二反激开关管SF2没有参与电能变换，相当于没有工作，因此导致开关管驱动电路的功率损耗。
因此，在另一种实施方式中，如图7所示，在上述所述控制逻辑电路还包括第三比较器，第三比较器的正向输入端与输入电压采样电路采样输出端连接，第三比较器的反向输入端接地，所述逻辑开关电路包括第一与门、第二与门、第三与门、第四与门和非门。
所述第一与门的两个输入端分别与第三比较器的输出端、第一比较器的输出端连接，所述第一与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GS1与第一开关管S1的门极相连而驱动第一开关管S1工作；
所述第二与门的一个输入端与第一比较器的输出端连接，第三比较器的输出端经过一个非门后与第二与门的另一个输入端连接，所述第二与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GS2与第二开关管S2的门极相连而驱动第二开关管S2工作；
所述第三与门的三个输入端分别与第一比较器的输出端、第二比较器的输出端、第三比较器的输出端连接，所述第三与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GSF1与第一反激开关管SF1的门极相连而驱动第一反激开关管SF1工作；
所述第四与门的两个输入端分别与第一比较器的输出端、第二比较器的输出端连接，第三比较器的输出端经过一个非门后与第四与门的第三个输入端连接，所述第四与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GSF2与第二反激开关管SF2的门极相连而驱动第二反激开关管SF2工作。在上述简单控制逻辑电路的基础上，本方案减少了实际开关管驱动电路的损耗，在工作时一个变换单元只有一组二极管在工作。
第二种控制方法的控制逻辑的时序波形图如图8所示：通过输出电压采样电路对变换器的输出电压进行采样，得到输出电压采样值；将输出电压采样值输入到加减法器后与参考电压进行比较，得到比较结果；通过PI参数运算电路产生电压环误差反馈信号，在第一比较器中将误差反馈信号与三角波进行比较可以产生控制开关管的基本驱动信号Gbasic；同时，通过输入电压采样电路对变换器的输入电压进行采样，得到输入电压采样值；将输入电压采样值输入到绝对值模块，得到输入电压采样绝对值电压|vin|；在第二比较器中将输入电压采样绝对值电压与预先设置的模态切换电压Vb进行比较，得到模态切换信号Gbound；
并且，将输入电压采样值与参考地进行比较，得到正输入电压判断信号Gvin1，正输入电压判断信号经过反向器可以得到负输入电压判断信号Gvin0；
当vin≥0时，第三比较器的输出信号Gvin1为高电平，经过非门输出的信号Gvin0为低电平；
当vin＜0时，第三比较器的输出信号Gvin1为低电平，经过非门输出的信号Gvin0为高电平；
当输入电压的绝对值|vin|大于等于模态切换电压Vb时，第二比较器输出Gbound为低电平；当输入电压的绝对值|vin|小于模态切换电压Vb时，第二比较器输出Gbound为高电平；
当第一比较器与第三比较器输出的信号均为高电平时，驱动信号GS1为高电平，此时仅第一开关管S1响应工作；
当第一比较器输出为高电平，第三比较器输出为低电平时，驱动信号GS2为高电平，此时仅第二开关管S2响应工作；
当第一比较器的输出、Gvin1与Gbound均为高电平时，驱动信号GSF1为高电平，此时仅第一反激开关管SF1响应工作；
当第一比较器的输出、Gvin0与Gbound均为高电平时，驱动信号GSF2为高电平，此时仅第二反激开关管SF2响应工作。
具体地，上述实施例中变换器有降压变换单元工作和反激变换单元工作两种工作模式，分别对应在正负半周的四种工作状态：
模式1：第一开关S1，第二开关管S2，第一整流二极管D1，第二整流二极管D2，第三二极管D3，第四二极管D4，第五二极管D5，第六二极管D6，第一励磁电感Lm1，第二励磁电感Lm2，负载RL，输出电容CO组成降压变换单元；当输入电压的绝对值大于等于模态切换电压Vb时，仅降压变换单元处于工作状态；且在正半周时，仅有第一开关S1，第二整流二极管D2，第三二极管D3，第五二极管D5，第一励磁电感Lm1，负载RL，输出电容CO处于工作状态，在负半周时，第二开关管S2，第一整流二极管D1，第四二极管D4，第六二极管D6，第二励磁电感Lm2，负载RL，输出电容CO处于工作状态；
模式2：第一反激开关管SF1，第二反激开关管SF2，第一整流二极管D1，第二整流二极管D2，第五二极管D5，第六二极管D6，第一励磁电感Lm1，第二励磁电感Lm2，第一理想变压器T1，第二理想变压器T2，负载RL，输出电容CO组成反激变换单元；当输入电压的绝对值小于模态切换电压Vb时，仅反激变换单元处于工作状态，由于输入电流流过反激变换单元，因此消除了输入电流死区，且在正半周时，仅有第一反激开关管SF1，第二整流二极管D2，第一理想变压器T1，第五二极管D5，第一励磁电感Lm1，负载RL，输出电容CO处于工作状态，在负半周时，第二反激开关管SF2，第一整流二极管D1，第二理想变压器T2，第六二极管D6，第二励磁电感Lm2，负载RL，输出电容CO处于工作状态；
由于AC-DC降压式无桥变换器在交流输入正半周与负半周的运行相似，因此以在正半周的运行模态以说明变换器的工作原理：
图3给出了第一励磁电感Lm1的励磁电流iLm1，第二励磁电感Lm2的励磁电流iLm2，第一理想变压器T1的原边电流iTp1，第二理想变压器T2的原边电流iTp2，第一理想变压器T1的副边电流iTs1，第一理想变压器T2的副边电流iTs2。
如图9、图10、图11所示，在正半周工作时，当输入电压vin大于等于模态切换电压Vb时，仅变换器的buck变换单元工作，变换器有3种等效电路，图12给出了正半周输入电压vin大于等于模态切换电压Vb时，变换器的关键器件在一个开关周期内的理论波形图，包括第一开关S1的驱动信号GS1，第一励磁电感Lm1的电感电流iLm1，第五二极管的电流iD5，第一开关管的电流iS1，而且，图12中，d1是第一励磁电感Lm1的充电占空比，d2b是第一励磁电感Lm1在降压工作状态时的放电占空比，以下结合波形图按工作模态顺序介绍变换器的工作原理：
如图9，处于工作模态1，[0，d1TS]：第一开关管S1处于导通状态，交流输入电流经过S1、D3、D2为Lm1与输出电容CO充电，同时，为负载供能。此阶段，电感电流iLm1线性增加。
如图10，工作模态2，[d1TS，d1TS+d2bTS]：第一开关管S1处于关闭状态，电感电流经过D5为输出电容CO充电，同时，为负载供能。此阶段，电感电流iLm1线性减下至到为0。
如图11，工作模态3，[d1TS+d2bTS，TS]：第一开关管S1处于关闭状态，电感电流已经续流至0，此时输出电容CO为负载供电。此阶段，电感电流iLm1已续流结束。
上述工作模态依次循环重复出现，直到输入电压vin小于模态切换电压Vb时才进入新的工作模态。
如图13、图14、图15所示所示，正半周内当输入电压vin小于模态切换电压Vb时，仅变换器的反激变换单元工作，变换器有3种等效电路，图16给出了正半周内当输入电压vin小于模态切换电压Vb时，变换器的关键器件在一个开关周期内的理论波形图，包括第一反激开关SF1的驱动信号GSF1，第一励磁电感Lm1的电感电流iLm1，第五二极管的电流iD5，第一反激开关管的电流iSF1。而且，图16中，d1同样是第一励磁电感Lm1的充电占空比，d2F是第一励磁电感Lm1在反激工作状态时的放电占空比，以下结合波形图按工作模态顺序介绍变换器的工作原理：
如图13，工作模态1F[0，d1TS]：开关管SF1处于导通状态，交流输入电流经过SF1、D2、T1为电感Lm1充能；同时，电容Co为负载充能。此阶段，电感电流iLm1线性增加。
如图14，工作模态2F[d1TS，d1TS+d2FTS]：开关管SF2处于关断状态，电感电流iLm1经过D5为电感Lm1放能，也为电容Co与负载RL供能。此阶段，电感电流iLm1线性减小至到为0。
如图15，工作模态3F[d1TS+d2FTS，TS]：开关管SF2处于关断状态，电容Co为负载RL供能。此阶段，电感电流iLm1已续流结束。
在交流输入正半周期内，上述3种工作模态会循环出现，直到输入电压vin大于等于模态切换电压Vb时，变换器会重新进入降压工作状态。
图17是变换器在半个工频周期下的输入电流iin、输入电压vin与输出电压Vo的理论关系图，当vin<Vo时，由于降压变换单元的运行，变换器的原输入电流死区不再存在，减少了变换器的输入电流谐波并提高了功率因数。
为了更好地说明本发明的技术效果，采用PSIM仿真软件对本发明的变换器原理与控制方式进行了验证，设置的电路参数如下：交流输入电压为220Vac，输出直流电压为75V，输出电容为3个并联1000uF电容，励磁电感Lm1＝Lm2＝25uH，理想变压器T1、T2的原副边绕组比为25(原)：30(副)，开关频率为50kHz，输出功率为100W，模态切换电压为245.5V。需要注意的是，模态切换电压Vb是经过计算得到，它与变压器原副绕组比、输出电压有关。由于变换器工作于电感电流断续导通模式，因此在交流输入侧必须加入差模电感电容滤波器(Lf-Cf)，其中滤波电感Lf为3mH，滤波电容Cf为0.1uF。
图18是变换器在半个交流工频周期时间刻度下的关键器件波形仿真图，可以看到图17中：1)输入电流iin、输出电压Vo稳定，各个器件波形稳定，说明变换器控制稳定；2)变换器输入电流不存在死区，变换器的PF达到0.996，THDi仅为7.6％；3)变换器Lm1、S1、D5、SF1仅在交流输入正半周期工作，Lm2仅在交流输入负半周期工作，说明变换器实现了无桥工作运行。
为了更好地说明本发明与现有技术相比的有益效果，对图1中现有的无桥buckPFC变换器也进行了仿真并给出了变换器关键性能对比表，现有的无桥buck PFC变换器的仿真参数如下：交流输入电压为220Vac，输出直流电压为75V，输出电容为3个并联1000uF电容，电感Lm1＝Lm2＝25uH，开关频率为50kHz，输出功率为100W，滤波电感Lf为3mH，滤波电容Cf为0.1uF，并且均采用相同的PI控制参数(P＝0.08，I＝0.005)。表1给出了现有的无桥buckPFC变换器与本发明的变换器的各次谐波对比。
表1现有无桥buck PFC与本发明的变换器性能对比
Figure GDA0003335751480000121
可以看到，表1中现有无桥buck功率因数校正变换器各次谐波分量均高于本发明的变换器。表1中各次谐波均以基波为基准进行百分比表示。
图19是当vin≥Vb时，即变换器工作于降压工作状态时，开关周期时间刻度下的关键器件波形仿真图。可以看到变换器的关键波形图与图12所示的关键器件波形理论图一致，说明变换器运行模态与理论分析一致。
图20是当vin＜Vb时，即变换器工作于反激工作状态时，开关周期时间刻度下的关键器件波形仿真图。可以看到变换器的关键波形图与图16所示的关键器件波形理论图一致，说明变换器运行模态与理论分析一致。
根据上述理论分析与仿真结果可以看出，本发明所提出的变换器，具有高功率因数与低输入电流谐波，并且实现了无桥变换器高效率的优点。具体地，变换器的降压与反激变换单元通过响应不同的控制信号，可以实现变换器的无桥运行；并且，变换器在输入电流较大时使用降压变换单元进行变换工作，可以保证变换器效率，在输入电流较小时，采用反激变换单元进行变换工作，可以保证变换器无输入电流死区，降低输入电流谐波。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种多单元并联整合降压无桥PFC变换器，其特征在于，包括主功率电路和控制逻辑电路，所述主功率电路包括输入电压源vin，第一整流二极管D1，第二整流二极管D2，第三二极管D3，第四二极管D4，第一开关管S1，第二开关管S2，第五二极管D5，第六二极管D6，第一反激开关管SF1，第一理想变压器T1，第二反激开关管SF2，第二理想变压器T2，第一励磁电感Lm1，第二励磁电感Lm2，负载RL，输出电容CO；
其中，输入电压源vin的一端分别连接第一开关管S1的漏极、第一整流二极管D1阴极与第一理想变压器T1副边的同名端，输入电压源vin的另一端分别连接第二开关管S2的漏极、第二整流二极管D2的阴极与第二变压器T2副边的同名端；第一整流二极管D1的阳极分别连接第二整流二极管D2的阳极、第六二极管D6的阳极、第五二极管D5的阳极、第二反激开关管SF2的源极、第一反激开关管SF1的源极、输出电容Co的负端、负载RL的一端；第三二极管D3的阳极连接第一开关管S1的源极，第三二极管D3的阴极分别连接第一励磁电感Lm1的一端、第一理想变压器T1原边的同名端、第五二极管D5的阴极；第四二极管D4的阳极连接第二开关管S2的源极，第四二极管D4的阴极分别连接第二励磁电感Lm2的一端、第二理想变压器T2原边的同名端、第六二极管D6的阴极；第一励磁电感Lm1的另一端分别连接第一理想变压器T1原边的另一端、第二励磁电感Lm2的另一端、输出电容Co的正端、负载RL的另一端；第二励磁电感Lm2的另一端分别连接第二理想变压器T2原边的另一端、输出电容Co的正端、负载RL的另一端；第一理想变压器T1副边的另一端连接第一反激开关管SF1的漏极；第二理想变压器T2副边的另一端连接第二反激开关管SF2的漏极；
所述控制逻辑电路分别对主功率电路的输入端和输出端进行采样并产生第一开关管S1、第二开关管S2、第一反激开关管SF1和第二反激开关管SF2的驱动信号。
2.根据权利要求1所述的一种多单元并联整合降压无桥PFC变换器，其特征在于，所述控制逻辑电路包括输出电压采样电路、加减法器、PI参数运算电路、输入电压采样电路、绝对值模块、第一比较器、第二比较器器和逻辑开关电路，其中，
输出电压采样电路输入端与主功率电路的输出电压Vo相连，加减法器的正向输入端与输出参考电压Vo,ref相连，加减法器的反向输入端与输出电压采样电路的采样输出端相连，加减法器的输出端与PI参数运算电路的输入端连接，第一比较器的正向输入端与PI参数运算电路的输出端连接，第一比较器的反向输入端与三角波连接，第一比较器的输出端与主功率电路中的第一开关管S1和第二开关管S2的门极相连而驱动第一开关管S1和第二开关管S2工作；
输入电压采样电路输入端与主功率电路的输入电压源vin的一端连接，输入电压采样电路采样输出端与绝对值模块的输入端连接，绝对值模块的输出端与第二比较器的反向输入端连接，第二比较器的正向输入端与模态切换电压Vb连接，逻辑开关电路的输入端分别与第二比较器的输出端、第一比较器的输出端连接，逻辑开关电路的输出端分别与第一反激开关管SF1和第二反激开关管SF2的门极相连而驱动第一反激开关管SF1和第二反激开关管SF2工作。
3.根据权利要求2所述的一种多单元并联整合降压无桥PFC变换器，其特征在于，所述模态切换电压Vb的计算公式为：
Vb＝Vo/(1-n2)
其中，n为第一理想变压器T1与第二理想变压器T2的原副边匝比。
4.根据权利要求2所述的一种多单元并联整合降压无桥PFC变换器，其特征在于，第一开关管S1，第二开关管S2，第一整流二极管D1，第二整流二极管D2，第三二极管D3，第四二极管D4，第五二极管D5，第六二极管D6，第一励磁电感Lm1，第二励磁电感Lm2，负载RL，输出电容CO组成降压变换单元；当输入电压的绝对值大于等于模态切换电压Vb时，仅降压变换单元处于工作状态；
所述第一反激开关管SF1，第二反激开关管SF2，第一整流二极管D1，第二整流二极管D2，第五二极管D5，第六二极管D6，第一励磁电感Lm1，第二励磁电感Lm2，第一理想变压器T1，第二理想变压器T2，负载RL，输出电容CO组成反激变换单元；当输入电压的绝对值小于模态切换电压Vb时，仅反激变换单元处于工作状态。
5.根据权利要求4所述的一种多单元并联整合降压无桥PFC变换器，其特征在于，所述逻辑开关电路包括一个与门，其逻辑输出过程为：
当输入电压的绝对值|vin|大于等于模态切换电压Vb时，第二比较器输出Vcom为低电平，通过与门后，驱动信号GSF1、GSF2为低电平，此时第一反激开关管SF1和第二反激开关管SF2无响应不工作，仅降压变换单元处于工作状态；
当输入电压的绝对值|vin|小于模态切换电压Vb时，第二比较器输出Vcom为高电平，通过与门后，驱动信号GSF1、GSF2为高电平，此时第一反激开关管SF1和第二反激开关管SF2响应工作，仅反激变换单元处于工作状态。
6.根据权利要求2所述的一种多单元并联整合降压无桥PFC变换器，其特征在于，所述控制逻辑电路还包括第三比较器，第三比较器的正向输入端与输入电压采样电路采样输出端连接，第三比较器的反向输入端接地，所述逻辑开关电路包括第一与门、第二与门、第三与门、第四与门和非门，
所述第一与门的两个输入端分别与第三比较器的输出端、第一比较器的输出端连接，所述第一与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GS1与第一开关管S1的门极相连而驱动第一开关管S1工作；
所述第二与门的一个输入端与第一比较器的输出端连接，第三比较器的输出端经过一个非门后与第二与门的另一个输入端连接，所述第二与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GS2与第二开关管S2的门极相连而驱动第二开关管S2工作；
所述第三与门的三个输入端分别与第一比较器的输出端、第二比较器的输出端、第三比较器的输出端连接，所述第三与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GSF1与第一反激开关管SF1的门极相连而驱动第一反激开关管SF1工作；
所述第四与门的两个输入端分别与第一比较器的输出端、第二比较器的输出端连接，第三比较器的输出端经过一个非门后与第四与门的第三个输入端连接，所述第四与门的输出端输出控制逻辑电路的驱动信号GSF2与第二反激开关管SF2的门极相连而驱动第二反激开关管SF2工作。
7.根据权利要求6所述的一种多单元并联整合降压无桥PFC变换器，其特征在于，所述逻辑开关电路的逻辑输出过程为：
当vin＞0时，第三比较器的输出信号Gvin1为高电平，经过非门输出的信号Gvin0为低电平；
当vin≤0时，第三比较器的输出信号Gvin1为低电平，经过非门输出的信号Gvin0为高电平；
当输入电压的绝对值|vin|大于等于模态切换电压Vb时，第二比较器输出Gbound为低电平；当输入电压的绝对值|vin|小于模态切换电压Vb时，第二比较器输出Gbound为高电平；
当第一比较器与第三比较器输出的信号均为高电平时，驱动信号GS1为高电平，此时仅第一开关管S1响应工作；
当第一比较器输出为高电平，第三比较器输出为低电平时，驱动信号GS2为高电平，此时仅第二开关管S2响应工作；
当第一比较器的输出、Gvin1与Gbound均为高电平时，驱动信号GSF1为高电平，此时仅第一反激开关管SF1响应工作；
当第一比较器的输出、Gvin0与Gbound均为高电平时，驱动信号GSF2为高电平，此时仅第二反激开关管SF2响应工作。
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