CN215344368U - 一种新型功率因数变换电路 - Google Patents
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Abstract
本实用新型公开了一种新型功率因数变换电路，包括交流输入级电路和直流输出级电路。所述输入级电路包括基础电路和钳位电路，所述输出级电路包括基本输出级电路和部分功率处理(PPP)输出级电路。本实用新型可将工频或其他频率的交流电整流升/降压为直流电，实现功率因数校正功能的同时消除输出电压的低频纹波。对比于已有变换电路，本变换电路输出级串联部分功率处理(PPP)输出级，通过控制PPP电路中开关器件的通断，补偿输出电容两端电压的低频纹波，从而输出低纹波电压。本实用新型运用钳位电路减小开关电压应力，消除电压尖峰，回收变压器漏感能量，进一步提高变换器效率。此外，本实用新型为隔离结构，更安全。
Description
技术领域
本实用新型涉及功率因数校正技术领域，特别涉及一种新型功率因数变换电路。
背景技术
功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)变换器广泛用于减小输入电流畸变并满足相关的谐波标准。为减少电力电子设备对电网电能质量的影响，国际上的IEC61000-3-2Class C 和国家谐波标准GB/T 14549-1993《电能质量公用电网谐波》对电力电子设备的PF(Power Factor，功率因数)都有着严格的要求。因此采用具有PFC功能的开关电源有着重要的意义。
开关电源广泛应用于各种消费电子和工业设备中，如充电器、电源适配器、LED驱动器、工控电源等。目前开关电源主要包括单级和多级两种。由于单级开关电源结构简单、成本较低，但无法同时兼顾输入高功率因数和输出低纹波，甚至功率管存在过高电压或电流应力，因此行业内一般广泛使用两级级联结构。两级开关电源能够实现高功率因数，并降低输出纹波电压或电流，但交流输入经过两级全功率变换后才能得到总输出，其转换效率为两个变换器转换效率相乘，不可避免会产生更多功耗，从而使得整体转换效率低。
发明内容
本实用新型的目的在于解决上述问题，实现高功率因数，提高输入侧的电能质量，输出低纹波，提高整体转换效率和功率密度，降低有源开关的电压应力，进而提出一种新型功率因数变换电路。
为了实现上述实用新型目的，本实用新型提供了以下技术方案：
本实用新型一种新型功率因数变换电路，包括交流输入级电路和直流输出级电路，所述输入级电路包括基础电路和钳位电路，所述输出级电路包括基本输出级电路和部分功率处理输出级电路；所述一种新型功率因数变换电路，其特征在于，所述输入级电路包括整流桥(2)，整流桥(2)地输入端为交流电源(1)的一端，整流桥(2)输出的上端与输入电感(3)串联，输入电感(3)的右端与主开关管(4)的漏极、中间电容(5)的正极相连接，中间电容(5)的负极与钳位电路(6)的上端、变压器(7)初级侧第一绕组的上端相连接，整流桥(2)输出的下端与主开关管(4) 的源极、钳位电路(6)的下端、变压器(7)初级侧第一绕组的下端相连接，并接于地；所述主开关管(4)的栅极与控制电路的输出信号端相连接。
可选地，所述输出级电路包括变压器(7)次级侧第二绕组，变压器(7)次级侧第二绕组的上端与续流二极管(8)的阳极相连接，续流二极管(8)的阴极与输出滤波电容(9)的正极、辅助电容 (12)的负极相连接，辅助电容(12)的正极连接直流负载(13)的上端，变压器(7)次级侧第二绕组的下端与输出滤波电容(9)的负极、直流负载(13)的下端相连接，并接于地。
可选地，所述输出级电路包括变压器(7)次级侧第三绕组，变压器(7)次级侧第三绕组的上端与续流二极管(8)的阴极、输出滤波电容(9)的正极、辅助电容(12)的负极相连接，变压器(7) 次级侧第三绕组的下端与反向阻断二极管(10)的阳极相连接，反向阻断二极管(10)的阴极与辅助开关管(11)的漏极相连接，辅助开关管(11)的源极与辅助电容(12)的正极、直流负载(13)的上端相连接。
可选地，所述部分功率处理输出级电路为变压器(7)次级侧第三绕组、反向阻断二极管 (10)、辅助开关管(11)、辅助电容(12)所组成的回路，所述部分功率处理输出级电路与变压器 (7)次级侧第二绕组输出级串联，所述辅助开关管(11)的栅极与控制电路的输出信号端相连接。
可选地，所述钳位电路(6)与变压器(7)并联，钳位电路(6)中，钳位电容Cc的负极与开关管S2的源极相连接，钳位电容Cc的正极与中间电容C1的负极、变压器(7)初级侧第一绕组的上端相连接，开关管S2的漏极与整流桥(2)输出的下端、主开关管(4)的源极、变压器(7)初级侧第一绕组的下端相连接；所述开关管S2的栅极与控制电路的输出信号端相连接
可选地，所述交流电压(1)为频率50Hz的工频交流电或者频率大于50Hz的交流电，整流桥(2)中的二极管均为整流二极管，所述开关管为三极管、MOSFET或者IGBT管。
可选地，所述变压器(7)为三绕组高频隔离变压器，第一绕组、第二绕组、第三绕组的匝数比为1：n1：n2。
可选地，所述主开关管(4)与开关管S2接同一控制回路，驱动信号为反向驱动，辅助开关管(11)接单独控制回路进行驱动。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本实用新型的有益效果是：
运用本实用新型所述的一种新型功率因数变换电路，可以将工频交流电或其他频率的交流电整流升/降压为直流电，实现功率因数校正功能的同时消除输出电压的低频纹波。与传统的单相SEPIC PFC变换器相比，本实用新型在SEPIC PFC变换器的输出级串联了一个部分功率处理输出级，部分功率处理输出级由高频隔离变压器中的一个额外绕组(第三绕组)、辅助开关S3、反向阻断二极管D6和串联辅助电容Cb组成。通过控制部分功率处理电路中的辅助开关S3，可以补偿滤波电容Ca两端电压的低频纹波，并最终得到低纹波输出电压Vo的快速动态响应。同时钳位电路在本实用新型中的运用有效地减小了有源开关的电压应力，且消除了电压尖峰，而且钳位电路可以回收变压器漏感能量，进一步提高变换器的效率，部分功率处理电路的运用还能通过使用更小的输出滤波电容减小变换器的整体体积，而且，本实用新型为隔离结构，更安全。
附图说明
图1为本实用新型所述的一种新型功率因数变换电路的结构示意图；
图2为本实用新型所述电路等效结构及电压电流方向示意图。
图3为本实用新型所述电路部分稳态工作近似波形图。
图4为本实用新型所述电路输入电压和输入电流仿真波形图。
图5为本实用新型所述电路实例中输出滤波电容电压Va、辅助电容电压Vb和输出电压 Vo的仿真波形图。
图中标记说明：图1中，1-交流电源，2-整流桥，3-输入电感，4-主开关管，5-中间电容，6-钳位电路，7-三绕组高频隔离变压器，8-续流二极管，9-输出滤波电容，10-反向阻断二极管，11-辅助开关管，12-辅助电容，13-直流负载。图2中，iin为输入电流，i1为输入电感电流，vg为整流后输入电压，vc为中间电容电压，im为励磁电感电流，ir为变压器漏感电流，ip为流过变压器的电流，vp为变压器初级侧电压，vs为变压器第二绕组电压，vt为变压器第三绕组电压，is为变压器第二绕组流出的电流，va为变压器第二绕组输出电压，vb为变压器第三绕组输出电压，vo为电路总输出电压。
具体实施方式
下面将结合附图对本实用新型做进一步详细说明：本实施例在以本实用新型技术方案为前提下进行实施，给出了具体的实施方式，但本实用新型的保护范围不限于下述实施例。
如图1所示，本实用新型所述的一种新型功率因数变换电路，包括交流电源(1)、整流桥 (2)、输入电感(3)、主开关管(4)、中间电容(5)、钳位电路(6)、变压器(7)、续流二极管(8)、输出滤波电容(9)、辅助电容(12)、反向阻断二极管(10)、辅助开关管(11)、直流负载(13)，其中钳位电路(6)包括钳位电容Cc和开关管S2，部分功率处理输出级回路包括变压器(7)第三绕组、反向阻断二极管(10)、辅助开关管(11)和辅助电容(12)。将变压器T等效为励磁电感Lm、理想变压器和漏感Lr、Lt的形式，1：n1：n2为变压器第一绕组、第二绕组和第三绕组的匝数比，具体的等效电路图如图2所示。
对如图2所示的等效电路图进行其原理分析，可以得到如图3所示的本实用新型所述的一种新型功率因数变换电路部分稳态工作近似波形图，并将本实用新型电路在一个开关周期 Ts内的工作情况分为五个工作模态，分别为：第Ⅰ工作模态(t0-t1)、第Ⅱ工作模态(t1-t2)、第Ⅲ工作模态(t2-t3)、第Ⅳ工作模态(t3-t4)、第Ⅴ工作模态(t4-t5)，如图3所示，分别描绘出了主开关管S1和辅助开关管S3的控制信号、输入电感电流i1、励磁电感电流im、漏感电流ir、主开关管S1电流is1和钳位开关管S2电流is2、续流二极管D5电流iD5和反向阻断二极管D6电流iD6、续流二极管D5电压vD5和反向阻断二极管D6电压vD6以及主开关管S1的电压vs1和辅助开关管S3的电压vs3在一个开关周期Ts内的不同变化情况。
经过对本实用新型所述一种新型功率因数变换电路工作原理的具体分析，假设单位功率因数，输入功率可表示为
其中，振荡功率被输出滤波电容Ca所吸收，输出滤波电容Ca两端的电压va可表示为
而部分功率处理输出级回路的目的正是产生电压vb，使其补偿输出滤波电容Ca两端的电压va中的二倍工频纹波，可表示为
因此，输出电压Vo中的二倍工频纹波可以很好地消除。辅助电容Cb用于耦合补偿电压 vb，仅过滤开关频率纹波，所以电容Cb可以选择比Ca更低的容量、更低电压额定值和更小的尺寸。
设置测试条件：输入电压有效值为277V，频率f＝60HZ，输出电压400V，变压器匝数比为1：1：0.25，得到本实用新型一种新型功率因数变换电路的输入电压和输入电流的仿真波形如图4所示，其输入电流随输入电压呈良好的正弦波特性，功率因数大于0.98，实现了高功率因数输入。得到本实用新型一种新型功率因数变换电路输出滤波电容电压Va、辅助电容电压Vb和输出电压Vo的仿真波形如图5所示，输出滤波电容电压Va和辅助电容电压Vb相位反相，很好地进行了低频纹波补偿，消除了输出电压Vo的低频纹波，达到了低输出纹波的目的。
根据以上分析可知，本实用新型所提出的变换电路能够实现较高的功率因数，高效率，低输出纹波，也解决了传统整合式变换器主开关管电压应力大且存在电压尖峰的问题，同时可以回收变压器漏感能量，进一步提升变换器整体的效率。
以上，仅为本实用新型的较佳实施例而已，并非对本实用新型作任何形式上的限制；凡本行业的普通技术人员均可按说明书附图所示和以上而顺畅地实施本发明；但是,凡熟悉本专业的技术人员在不脱离本发明技术方案范围内，利用以上所揭示的技术内容而做出的些许更动、修饰与演变的等同变化，均为本实用新型的等效实施例；同时,凡依据本实用新型的实质技术对以上实施例所作的任何等同变化的更动、修饰与演变等，均仍属于本实用新型的技术方案的保护范围之内。
Claims (8)
1.一种新型功率因数变换电路，包括交流输入级电路和直流输出级电路，所述输入级电路包括基础电路和钳位电路，所述输出级电路包括基本输出级电路和部分功率处理输出级电路；所述一种新型功率因数变换电路，其特征在于，所述输入级电路包括整流桥(2)，整流桥(2)地输入端为交流电源(1)的一端，整流桥(2)输出的上端与输入电感(3)串联，输入电感(3)的右端与主开关管(4)的漏极、中间电容(5)的正极相连接，中间电容(5)的负极与钳位电路(6)的上端、变压器(7)初级侧第一绕组的上端相连接，整流桥(2)输出的下端与主开关管(4)的源极、钳位电路(6)的下端、变压器(7)初级侧第一绕组的下端相连接，并接于地；所述主开关管(4)的栅极与控制电路的输出信号端相连接。
2.根据权利要求1所述一种新型功率因数变换电路，其特征在于，所述输出级电路包括变压器(7)次级侧第二绕组，变压器(7)次级侧第二绕组的上端与续流二极管(8)的阳极相连接，续流二极管(8)的阴极与输出滤波电容(9)的正极、辅助电容(12)的负极相连接，辅助电容(12)的正极连接直流负载(13)的上端，变压器(7)次级侧第二绕组的下端与输出滤波电容(9)的负极、直流负载(13)的下端相连接，并接于地。
3.根据权利要求1所述一种新型功率因数变换电路，其特征在于，所述输出级电路包括变压器(7)次级侧第三绕组，变压器(7)次级侧第三绕组的上端与续流二极管(8)的阴极、输出滤波电容(9)的正极、辅助电容(12)的负极相连接，变压器(7)次级侧第三绕组的下端与反向阻断二极管(10)的阳极相连接，反向阻断二极管(10)的阴极与辅助开关管(11)的漏极相连接，辅助开关管(11)的源极与辅助电容(12)的正极、直流负载(13)的上端相连接。
4.根据权利要求1所述一种新型功率因数变换电路，其特征在于，所述部分功率处理输出级电路为变压器(7)次级侧第三绕组、反向阻断二极管(10)、辅助开关管(11)、辅助电容(12)所组成的回路，所述部分功率处理输出级电路与变压器(7)次级侧第二绕组输出级串联，所述辅助开关管(11)的栅极与控制电路的输出信号端相连接。
5.根据权利要求1所述一种新型功率因数变换电路，其特征在于，所述钳位电路(6)与变压器(7)并联，钳位电路(6)中，钳位电容Cc的负极与开关管S2的源极相连接，钳位电容Cc的正极与中间电容C1的负极、变压器(7)初级侧第一绕组的上端相连接，开关管S2的漏极与整流桥(2)输出的下端、主开关管(4)的源极、变压器(7)初级侧第一绕组的下端相连接；所述开关管S2的栅极与控制电路的输出信号端相连接。
6.根据权利要求1所述一种新型功率因数变换电路，其特征在于，所述交流电源(1)为频率50Hz的工频交流电或者频率大于50Hz的交流电，整流桥(2)中的二极管均为整流二极管，所述开关管为三极管、MOSFET管或者IGBT管。
7.根据权利要求1所述一种新型功率因数变换电路，其特征在于，所述变压器(7)为三绕组高频隔离变压器，其第一绕组、第二绕组、第三绕组的匝数比为1：n1：n2。
8.根据权利要求1所述一种新型功率因数变换电路，其特征在于，主开关管(4)与开关管S2接同一控制回路，辅助开关管(11)接单独控制回路进行驱动。
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