CN113489308B - 无输入电流死区的降压功率因数校正变换器及控制方法 - Google Patents

无输入电流死区的降压功率因数校正变换器及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了无输入电流死区的降压功率因数校正变换器及控制方法，涉及变换器技术领域，其技术方案要点是：包括第一开关管S1、第二开关管S2、第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第四电感L4、第一额外二极管DE1、第二额外二极管DE2、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、负载RL、输出电容Co。本发明中不存在输入电流死区时间，实现了输出电压与输入电流谐波的解耦，拓宽了变换器应用范围；通过简单的单电压环控制可以实现高功率因数与低输入电流谐波，降低了变换器控制难度；实现了变换器无整流桥地运行，保证了变换器较高的效率。

Description

无输入电流死区的降压功率因数校正变换器及控制方法
技术领域
本发明涉及变换器技术领域，更具体地说，它涉及无输入电流死区的降压功率因数校正变换器及控制方法。
背景技术
交流电(Alternative current，AC)是目前人类现代社会所使用的主要电能形式。然而目前许多应用需要采用直流电(Direct current，DC)，因此，实现交流电转换为直流电的电能变换装置，即AC-DC变换器，是十分重要而又被广泛应用的电能转换设备。通常，AC-DC变换器需要满足一定的输入电流谐波(Total harmonic distortion，THDi)与功率因数(Power factor，PF)要求。因此，AC-DC功率因数校正(power factor correction,PFC)变换器自1990年代初就得到一直关注与研究。近年来，随着低碳环保、能源节约等政策要求与生活趋势，高效率的AC-DC PFC变换器越来越得到重视。
然而，传统AC-DC PFC变换器的二极管整流桥的二极管总需要导通两个以实现电能变换，其导致了系统整体效率低的问题。近年来，不再使用整流桥的“无桥”AC-DC PFC变换器由于电流通路中较少的二极管数量而获得了更高系统效率，并得到了更多的关注与研究。另外，AC-DC升压(boost)类PFC变换器，即输出电压升压型PFC变换器，是目前使用最多的PFC变换器。但是在一些低压应用场合，如笔记本适配器、低压充电器等，AC-DC降压(buck)PFC变换器实际上更适合。因为boost PFC变换器需要后级再使用多级DC-DC变换器进行多次降压与能量转换，这降低了整体系统效率。相对而言，buck PFC变换器只需要一级DC-DC变换器进行后级降压，可以保证系统整体效率。
但是，具有低电压输出优势的buck类PFC变换器，在输出电压高于输入电压时，存在输入电流死区时间。较大的输入电流死区时间会导致PFC变换器无法满足国家谐波输入限制的要求。为此，通常通过限制变换器的输出电压Vo以减小输入电流死区，保证变换器满足谐波要求。但是这一方法，实际上限制了buck类PFC变换器在大功率场合的应用，因为输出电压的限制会导致在同一功率等级下的更大输出电流，导致变换器低效率与发热严重。
发明内容
为解决现有技术中的不足，本发明的目的是提供无输入电流死区的降压功率因数校正变换器及控制方法。
本发明的上述技术目的是通过以下技术方案得以实现的：
第一方面，提供了一种无输入电流死区的降压功率因数校正变换器，包括：
第一开关管S1、第二开关管S2、第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第四电感L4、第一额外二极管DE1、第二额外二极管DE2、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、负载RL、输出电容Co；
第一开关管S1的源极与第一整流二极管DR1的阴极外接输入电压源vin的一端，第二开关管S2的源极与第二整流二极管DR2的阴极外接输入电压源vin的另一端；
第一整流二极管DR1的阳极依次连接第二整流二极管DR2的阳极、第一电感L1的一端、第二电感L2的一端、第一额外二极管DE1的阴极以及第二额外二极管DE2的阳极；
第一电感L1的另一端依次连接第一开关管S1的漏极、第一二极管D1的阴极以及第三二极管D3的阳极；
第二电感L2的另一端依次连接第二开关管S2的漏极、第二二极管D2的阴极以及第四二极管D4的阳极；第三二极管D3的阴极连接第三电感L3的一端；
第三电感L3的另一端依次连接输出电容Co的正端、第四电感L4的一端、负载RL的一端与第二额外二极管DE2的阴极；第四二极管D4的阴极连接第四电感L4的另一端；
第一额外二极管DE1的阳极依次连接输出电容Co的负端、负载RL的另一端、第一二极管D1的阳极与第二二极管D2的阳极。
进一步的，所述第一开关管S1、第二开关管S2、第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第三电感L3、第四电感L4、第二额外二极管DE2、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、负载RL、输出电容Co组成降压变换单元；
第一开关管S1、第二开关管S2、第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第一电感L1、第二电感L2、第一额外二极管DE1、第二额外二极管DE2、第一二极管D1、第二二极管D2、负载RL、输出电容Co组成升降压变换单元；
当输入电压vin大于输出电压Vo时，降压变换单元、升降压变换单元均处于工作状态；
当输入电压vin小于输出电压Vo时，仅升降压变换单元均处于工作状态。
进一步的，所述降压变换单元、升降压变换单元均处于工作状态，第二电感L2充电时的占空比d1等于第四电感L4充电时的占空比，且根据第二电感L2、第四电感L4的电感伏秒平衡，第二电感L2放电时的占空比d2L2始终大于第四电感L4放电时的占空比d2L4时，变换器包括以下4种工作模态：
工作模态a，[0，d1TS]：第二开关管S2处于导通状态，交流输入电流经过S2、L2、DR1为电感L2充能；同时，交流输入电流经过S2、D4、L4、Co、RL、DE1、DR1为电感L4、电容Co充能，也为负载供电；此阶段，电感电流iL2与iL4线性增加；
工作模态b，[d1TS，d1TS+d2L4TS]：第二开关管S2处于关断状态，电感电流iL2经过DE2、Co、D2为电感L2放能，也为电容Co与负载RL供能；同时，电感电流iL4经过Co、D2、D4为电感L4放能，也为电容Co与负载RL供能；此阶段，电感电流iL2与iL4线性减小；
工作模态c，[d1TS+d2L4TS，d1TS+d2L2TS]：第二开关管S2处于关断状态，电感电流iL2继续经过DE2、Co、D2为电感L2放能，也为电容Co与负载RL供能；同时，电感电流iL4已续流结束；此阶段，电感电流iL2继续线性减小；
工作模态d，[d1TS+d2L2TS，TS]：开关管S2处于关断状态，电感电流iL2与iL4已续流结束；负载RL由电容Co供能。
进一步的，仅所述降压变换单元处于工作状态时，变换器包括以下工作模态：
工作模态1，[0，d1TS]：第二开关管S2处于导通状态，交流输入电流经过S2、L2、DR1为电感L2充能；同时输出电容Co为负载供能；此阶段，电感电流iL2线性增加；
工作模态2，[d1TS，d1TS+d2L2TS]：第二开关管S2处于关断状态，电感电流iL2经过DE2、Co、D2为电感L2放能，也为电容Co与负载RL供能；此阶段，电感电流iL2线性减小；
工作模态3，[d1TS+d2L2TS，TS]：第二开关管S2处于关断状态，电感电流iL2已续流结束；负载RL由电容Co供能。
第二方面，提供了另一种无输入电流死区的降压功率因数校正变换器，包括第一开关管S1、第二开关管S2、第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第一额外二极管DE1、第二额外二极管DE2、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、负载RL、输出电容Co；
第一开关管S1的源极与第一整流二极管DR1的阴极外接输入电压源vin的一端，第二开关管S2的源极与第二整流二极管DR2的阴极外接输入电压源vin的另一端；
第一整流二极管DR1的阳极依次连接第二整流二极管DR2的阳极、第一电感L1的一端、第二电感L2的一端、第一额外二极管DE1的阴极以及第二额外二极管DE2的阳极；
第一电感L1的另一端依次连接第一开关管S1的漏极、第一二极管D1的阴极以及第三二极管D3的阳极；
第二电感L2的另一端依次连接第二开关管S2的漏极、第二二极管D2的阴极以及第四二极管D4的阳极；第三二极管D3的阴极连接第三电感L3的一端以及第四二极管D4的阴极；
第三电感L3的另一端依次连接输出电容Co的正端、负载RL的一端以及第二额外二极管DE2的阴极；
第一额外二极管DE1的阳极依次连接输出电容Co的负端、负载RL的另一端、第一二极管D1的阳极以及第二二极管D2的阳极。
进一步的，所述第一开关管S1、第二开关管S2、第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第三电感L3、第一额外二极管DE1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、负载RL、输出电容Co组成降压变换单元；
第一开关管S1、第二开关管S2、第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第一电感L1、第二电感L2、第一额外二极管DE1、第二额外二极管DE2、第一二极管D1、第二二极管D2、负载RL、输出电容Co组成升降压变换单元；
当输入电压vin大于输出电压Vo时，降压变换单元、升降压变换单元均处于工作状态；
当输入电压vin小于输出电压Vo时，仅升降压变换单元均处于工作状态。
第三方面，提供了如第一方面或第二方面所述的无输入电流死区的降压功率因数校正变换器的控制方法，包括以下步骤：
通过采样电路对变换器的输出电压进行采样，得到采样值；
将采样值输入到加减法器后与参考电压进行比较，得到比较结果；
通过PI参数运算器对比较结果运输，得到输出电压误差反馈信号；
通过比较器对输出电压误差反馈信号、三角波比较后，输出用于控制第一开关管S1、第二开关管S2的驱动信号。
进一步的，所述第一开关管S1、第二开关管S2响应于同一驱动信号以实现采用单电压环进行闭环控制。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
1、本发明提供的变换器不需要使用检测电路识别输入电流死区时间，不需要增加开关管控制变换器在buck与其他boost、降升压(buck-boost)、反击(flyback)等模式间进行切换，仅需要单电压环即可实现闭环控制，其控制简单、PF值较高、THDi较低，不存在模式切换可能造成的变换器不稳定问题；
2、本发明提供的变换器虽然相比于传统buck PFC变换器增加了额外的两个二极管，但通过采用双变换单元的无桥拓扑，减少了额外二极管所带来的效率负面影响；
3、本发明提供的变换器具有拓扑上的优势，其输出电压与THDi一定程度上得到了解耦；因此，变换器输出电压不再为了满足THDi的要求而限制于特定值，如80V、90V，拓宽了变换器应用范围。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：
图1为传统buck PFC变换器的电路原理图，图1中(a)为拓扑，图1中(a)为输入电压与输出电压所确定的输入电流死区时间；
图2是本发明实施例中变换器的第一种电路原理图；
图3是本发明实施例中变换器的第二种电路原理图；
图4是本发明实施例中变换器的控制原理图；
图5是本发明实施例中输入电压vin大于输出电压Vo时的等效电路图，a为工作模态a，b为工作模态b，c为工作模态c，d为工作模态d；
图6是本发明实施例中输入电压vin大于输出电压Vo时一个开关周期内的关键器件理论波形图；
图7是本发明实施例中输入电压vin小于输出电压Vo时的等效电路图，a为工作模态1，b为工作模态2，c为工作模态3；
图8是本发明实施例中输入电压vin小于输出电压Vo时一个开关周期内的关键器件理论波形图；
图9是本发明实施例中在半个工频周期内的输入电压、输入电流与输出电压理论波形图；
图10是本发明实施例中交流输入工频周期内的器件关键波形的仿真图；
图11是本发明实施例中输入电压vin大于输出电压Vo时在开关周期时间刻度下的器件关键波形仿真图；
图12是本发明实施例中输入电压vin小于输出电压Vo时在开关周期时间刻度下的器件关键波形仿真图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。
实施例1：无输入电流死区的降压功率因数校正变换器，如图2所示，包括第一开关管S1、第二开关管S2、第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第四电感L4、第一额外二极管DE1、第二额外二极管DE2、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、负载RL、输出电容Co。
其中，第一开关管S1的源极与第一整流二极管DR1的阴极外接输入电压源vin的一端，第二开关管S2的源极与第二整流二极管DR2的阴极外接输入电压源vin的另一端。第一整流二极管DR1的阳极依次连接第二整流二极管DR2的阳极、第一电感L1的一端、第二电感L2的一端、第一额外二极管DE1的阴极以及第二额外二极管DE2的阳极。第一电感L1的另一端依次连接第一开关管S1的漏极、第一二极管D1的阴极以及第三二极管D3的阳极。第二电感L2的另一端依次连接第二开关管S2的漏极、第二二极管D2的阴极以及第四二极管D4的阳极；第三二极管D3的阴极连接第三电感L3的一端。第三电感L3的另一端依次连接输出电容Co的正端、第四电感L4的一端、负载RL的一端与第二额外二极管DE2的阴极；第四二极管D4的阴极连接第四电感L4的另一端。第一额外二极管DE1的阳极依次连接输出电容Co的负端、负载RL的另一端、第一二极管D1的阳极与第二二极管D2的阳极。
图1给出了传统buck PFC变换器的拓扑与它在一个输入工频时间下的输入电流(包含死区时间)与输入电压波形。本发明主要针对传统AC-DC buck PFC变换器的整流桥(影响效率)以及输入电流存在死区(影响应用)两个问题，提出了无输入电流死区的无桥式AC-DC buck PFC变换器。
首先，出现输入电流死区的本质是因为buck变换器在输入电压低于输出电压时，变换器无法工作，即输入电流为零所导致的。因此，本发明采用改造buck变换单元电路结构的技术路线，彻底消去输入电流死区，可以拓宽buck PFC变换器的应用范围。
其次，传统AC-DC变换器通常使用整流桥是因为其整流桥后级只使用一个仅能处理直流变换的电路单元进行输出电压调节。因此，本发明采用“双变换电路单元输入并联输出并联”的方式消除整流桥。其本质是一个变换单元处理交流输入正半周电流，另一个变换单元处理交流输入负半周电流。值得注意的是，虽然采用双变换单元会增加变换器整体的器件数量，但是当变换器工作时，变换器电流通路中的器件数量并没有增加。可以认为是一种以增加器件成本来降低变换器运行成本的技术路线。
本发明的拓扑变换器有两种工作状态：
状态1：第一开关管S1、第二开关管S2、第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第三电感L3、第四电感L4、第二额外二极管DE2、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、负载RL、输出电容Co组成降压变换单元；当输入电压vin大于输出电压Vo时，降压变换单元、升降压变换单元均处于工作状态；
状态2：第一开关管S1、第二开关管S2、第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第一电感L1、第二电感L2、第一额外二极管DE1、第二额外二极管DE2、第一二极管D1、第二二极管D2、负载RL、输出电容Co组成升降压变换单元；当输入电压vin小于输出电压Vo时，仅升降压变换单元均处于工作状态。输入电流流过buck-boost变换单元，消除了输入电流死区。
本发明中无输入电流死区的输入并联输出并联式无桥buck PFC变换器，不存在输入电流死区时间，一定程度上，实现了输出电压与输入电流谐波的解耦，拓宽了变换器应用范围；通过简单的单电压环控制可以实现高功率因数与低输入电流谐波，降低了变换器控制难度；实现了变换器无整流桥地运行，保证了变换器较高的效率。
实施例2：无输入电流死区的降压功率因数校正变换器，如图3所示，包括第一开关管S1、第二开关管S2、第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第一额外二极管DE1、第二额外二极管DE2、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、负载RL、输出电容Co。
其中，第一开关管S1的源极与第一整流二极管DR1的阴极外接输入电压源vin的一端，第二开关管S2的源极与第二整流二极管DR2的阴极外接输入电压源vin的另一端。第一整流二极管DR1的阳极依次连接第二整流二极管DR2的阳极、第一电感L1的一端、第二电感L2的一端、第一额外二极管DE1的阴极以及第二额外二极管DE2的阳极。第一电感L1的另一端依次连接第一开关管S1的漏极、第一二极管D1的阴极以及第三二极管D3的阳极。第二电感L2的另一端依次连接第二开关管S2的漏极、第二二极管D2的阴极以及第四二极管D4的阳极；第三二极管D3的阴极连接第三电感L3的一端以及第四二极管D4的阴极。第三电感L3的另一端依次连接输出电容Co的正端、负载RL的一端以及第二额外二极管DE2的阴极。第一额外二极管DE1的阳极依次连接输出电容Co的负端、负载RL的另一端、第一二极管D1的阳极以及第二二极管D2的阳极。
与实施例1记载的变换器原理相同，第一开关管S1、第二开关管S2、第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第三电感L3、第一额外二极管DE1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、负载RL、输出电容Co组成降压变换单元；当输入电压vin大于输出电压Vo时，降压变换单元、升降压变换单元均处于工作状态。
第一开关管S1、第二开关管S2、第一整流二极管DR1、第二整流二极管DR2、第一电感L1、第二电感L2、第一额外二极管DE1、第二额外二极管DE2、第一二极管D1、第二二极管D2、负载RL、输出电容Co组成升降压变换单元；当输入电压vin小于输出电压Vo时，仅升降压变换单元均处于工作状态。
一、变换器控制
实施例1、实施例2记载的两种无桥buck PFC变换器的闭环控制电路原理图如图4所示，通过采样电路对变换器的输出电压进行采样，得到采样值；将采样值输入到加减法器后与参考电压进行比较，得到比较结果；通过PI参数运算器对比较结果运输，得到输出电压误差反馈信号；通过比较器对输出电压误差反馈信号、三角波比较后，输出用于控制第一开关管S1、第二开关管S2的驱动信号。
另外，第一开关管S1、第二开关管S2可以响应于同一驱动信号以实现采用单电压环进行闭环控制。
二、变换器运行原理
由于无桥buck PFC变换器在交流输入正半周期与负半周期的运行是相似的，因此本处仅说明正半周期的运行模态以说明变换器的工作原理。
如图5中的a-d所示，当输入电压vin大于输出电压Vo时，变换器的buck变换单元与buck-boost变换单元均会工作，变换器有4种等效电路。本处以图5中a、图5中b、图5中c、图5中d的工作模态顺序介绍变换器的工作原理与对应关键器件波形。
图6是当vin>Vo时无桥buck PFC变换器在一个开关周期TS的关键器件理论波形图，包括第二电感电流iL2与其电流峰值IL2,pk，第二额外二极管电流iDE2，第二开关管电流iS2，第四电感电流iL4与其电流峰值IL4,pk，第二二极管电流iD2，第一开关管驱动信号vS1，第二开关管驱动信号vS2。图6中，d1是第二电感L2、L4充电时占空比，d2L2是第二电感L2放电时占空比，d2L4是第四电感L4放电时占空比。
需要说明的是，第一电感L1与第二电感L2相同，第三电感L3与第四电感L4相同。因此，本实施例中仅以第二电感L2、第四电感L4进行详细说明。
工作模态a，[0，d1TS]：第二开关管S2处于导通状态，交流输入电流经过S2、L2、DR1为电感L2充能；同时，交流输入电流经过S2、D4、L4、Co、RL、DE1、DR1为电感L4、电容Co充能，也为负载供电；此阶段，电感电流iL2与iL4线性增加；
工作模态b，[d1TS，d1TS+d2L4TS]：第二开关管S2处于关断状态，电感电流iL2经过DE2、Co、D2为电感L2放能，也为电容Co与负载RL供能；同时，电感电流iL4经过Co、D2、D4为电感L4放能，也为电容Co与负载RL供能；此阶段，电感电流iL2与iL4线性减小；
工作模态c，[d1TS+d2L4TS，d1TS+d2L2TS]：第二开关管S2处于关断状态，电感电流iL2继续经过DE2、Co、D2为电感L2放能，也为电容Co与负载RL供能；同时，电感电流iL4已续流结束；此阶段，电感电流iL2继续线性减小；
工作模态d，[d1TS+d2L2TS，TS]：开关管S2处于关断状态，电感电流iL2与iL4已续流结束；负载RL由电容Co供能。
在交流输入正半周期内，上述4种工作模态会循环出现直到输入电压vin小于输出电压Vo时，变换器会进入另一工作状态，即buck-boost工作状态。
如图7中a至图7中c所示，当输入电压vin小于输出电压Vo时，变换器的buck变换单元不再工作而buck-boost变换单元仍会工作，变换器有3种等效电路。特别需要注意的是，由于buck-boost变换单元仍在工作，因此变换器输入电流不为0，即无输入电流死区，从而提高了变换器输入功率因数同时降低了输入电流谐波。
图8是当vin<Vo时变换器在一个开关周期TS的关键器件波形原理图，包括3种工作模态。由于buck变换单元不工作，因此电感电流iL4为0。具体工作模态描述如下。
工作模态1，[0，d1TS]：第二开关管S2处于导通状态，交流输入电流经过S2、L2、DR1为电感L2充能；同时输出电容Co为负载供能；此阶段，电感电流iL2线性增加；
工作模态2[d1TS，d1TS+d2L2TS]：第二开关管S2处于关断状态，电感电流iL2经过DE2、Co、D2为电感L2放能，也为电容Co与负载RL供能；此阶段，电感电流iL2线性减小；
工作模态3[d1TS+d2L2TS，TS]：第二开关管S2处于关断状态，电感电流iL2已续流结束；负载RL由电容Co供能。
在交流输入正半周期内，上述3种工作模态会循环出现直到输入电压vin大于输出电压Vo时，变换器会进入buck+buck-boost工作状态。
图9是变换器的输入电流iin、输入电压vin与输出电压Vo的理论关系图。当vin<Vo时，由于buck-boost变换单元的运行，变换器的原输入电流死区不再存在，减少了变换器的输入电流谐波并提高了功率因数。
三、变换器仿真结果
采用PSIM仿真软件对无输入电流死区的输入并联输出并联式无桥buck PFC变换器的原理与控制方式进行了验证。主要的电路参数如下：交流输入电压为220Vac，交流输入频率50Hz，输出直流电压为120V，输出电容为3个并联470uF电容，电感L1＝L2＝100uH，电感L3＝L4＝60uH，开关频率为65kHz，输出功率为200W。由于变换器工作于电感电流断续导通模式，因此在交流输入侧必须加入差模电感电容(Lf-Cf)滤波器，其中滤波电感Lf为1.2mH，滤波电容Cf为0.6uf。
图10是变换器在交流工频周期时间刻度下的关键器件波形仿真图。可以看到：1)输出电压Vo稳定，各个器件波形稳定，说明变换器可以运行，且控制稳定，变换器的PF达到0.99，THDi仅为12.9％；2)虽然buck变换单元电感L3与L4只在vin>Vo的情况工作，但是buck-boost单元电感L2、L4在半个工频周期内均工作，避免了输入电流iin波形死区时间；3)变换器内部L2、L4、S2、D2仅在交流输入正半周期工作，L1、L3(S1、D1未显示)仅在交流输入负半周期工作，说明变换器实现了无桥工作运行。
依据上述仿真参数对传统buck PFC变换器进行了仿真。交流输入电压为220Vac，交流输入50Hz，输出直流电压为120V，输出电容为3个并联470uF电容，电感L＝60uH，开关频率为65kHz，输出功率为200W。同时，给出了传统buck与本专利申请的变换器关键性能值。表1给出了传统buck PFC变换器与本专利申请的无桥buck PFC变换器的PF值、THDi与各次输入电流谐波的对比。可以看到本专利申请的变换器相比传统buck PFC变换器具有更高的PF值、更低的THDi与各次输入电流谐波。注：表1中各次谐波均以输入电流基波为基准，采用百分比形式表示。
表1传统buck PFC与本专利申请的变换器性能对比
Figure BDA0003164340550000101
图11是当vin>Vo时变换器在开关周期时间刻度下的关键器件波形仿真图。可以看到变换器的关键波形图与图6所示的关键器件波形理论图一致，说明变换器运行模态与理论分析一致。
图12是当vin<Vo时变换器在开关周期时间刻度下的关键器件波形仿真图。可以看到变换器的关键波形图与图8所示的关键器件波形理论图一致，说明变换器运行模态与理论分析一致。
根据上述理论分析与仿真结果可以看出，本专利申请所提出的无输入电流死区的输入并联输出并联式无桥buck PFC变换器，具有高功率因数与低输入电流谐波，并且其可以采用简单的单电压环消去输入电流死区并实现“无桥”运行。变换器的两个开关管可以使用同一控制信号，简化了设计与控制难度。相比于传统buck PFC变换器，本发明具有明显的高功率因数、低输入电流谐波优势，且输出电压可以设置得更高，增加了变换器在大功率范围的应用可能，因此相比于现有技术方案具有明显技术优势。
本发明提供的无输入电流死区的输入并联输出并联式无桥buck PFC变换器，能消除输入电流死区并实现无桥运行，具有控制简单、功率因数高、输入电流谐波小以及较宽的输出电压的特点。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.无输入电流死区的降压功率因数校正变换器，其特征是，包括：
第一开关管S 1、第二开关管S 2、第一整流二极管D R1、第二整流二极管D R2、第一电感L 1、第二电感L 2、第三电感L 3、第四电感L 4、第一额外二极管D E1、第二额外二极管D E2、第一二极管D 1、第二二极管D 2、第三二极管D 3、第四二极管D 4、负载R L、输出电容C o；
第一开关管S 1的源极与第一整流二极管D R1的阴极外接输入电压源v in的一端，第二开关管S 2的源极与第二整流二极管D R2的阴极外接输入电压源v in的另一端；
第一整流二极管D R1的阳极依次连接第二整流二极管D R2的阳极、第一电感L 1的一端、第二电感L 2的一端、第一额外二极管D E1的阴极以及第二额外二极管D E2的阳极；
第一电感L 1的另一端依次连接第一开关管S 1的漏极、第一二极管D 1的阴极以及第三二极管D 3的阳极；
第二电感L 2的另一端依次连接第二开关管S 2的漏极、第二二极管D 2的阴极以及第四二极管D 4的阳极；第三二极管D 3的阴极连接第三电感L 3的一端；
第三电感L 3的另一端依次连接输出电容C o的正端、第四电感L 4的一端、负载R L的一端与第二额外二极管D E2的阴极；第四二极管D 4的阴极连接第四电感L 4的另一端；
第一额外二极管D E1的阳极依次连接输出电容C o的负端、负载R L的另一端、第一二极管D 1的阳极与第二二极管D 2的阳极。
2.根据权利要求1所述的无输入电流死区的降压功率因数校正变换器，其特征是，所述第一开关管S 1、第二开关管S 2、第一整流二极管D R1、第二整流二极管D R2、第三电感L 3、第四电感L 4、第二额外二极管D E2、第一二极管D 1、第二二极管D 2、第三二极管D 3、第四二极管D 4、负载R L、输出电容C o组成降压变换单元；
第一开关管S 1、第二开关管S 2、第一整流二极管D R1、第二整流二极管D R2、第一电感L 1、第二电感L 2、第一额外二极管D E1、第二额外二极管D E2、第一二极管D 1、第二二极管D 2、负载R L、输出电容C o组成升降压变换单元；
当输入电压v in大于输出电压V o时，降压变换单元、升降压变换单元均处于工作状态；
当输入电压v in小于输出电压V o时，仅升降压变换单元均处于工作状态。
3.根据权利要求2所述的无输入电流死区的降压功率因数校正变换器，其特征是，所述降压变换单元、升降压变换单元均处于工作状态，第二电感L 2充电时的占空比d 1等于第四电感L 4充电时的占空比，且根据第二电感L 2、第四电感L 4的电感伏秒平衡，第二电感L 2放电时的占空比d 2L2始终大于第四电感L 4放电时的占空比d 2L4时，变换器包括以下4种工作模态：
工作模态a，[0，d 1 T S]：第二开关管S 2处于导通状态，交流输入电流经过S 2、L 2、D R1为第二电感L 2充能；同时，交流输入电流经过S 2、D 4、L 4、C o、R L、D E1、D R1为第四 电感L 4、电容C o充能，也为负载供电；此阶段，电感电流i L2与i L4线性增加；T S为开关周期；
工作模态b，[d 1 T S，d 1 T S+d 2L4 T S]：第二开关管S 2处于关断状态，电感电流i L2经过D E2、C o、D 2为第二 电感L 2放能，也为电容C o与负载R L供能；同时，电感电流i L4经过C o、D 2、D 4为第四 电感L 4放能，也为电容C o与负载R L供能；此阶段，电感电流i L2与i L4线性减小；
工作模态c，[d 1 T S+d 2L4 T S，d 1 T S+d 2L2 T S]：第二开关管S 2处于关断状态，电感电流i L2继续经过D E2、C o、D 2为第二 电感L 2放能，也为电容C o与负载R L供能；同时，电感电流i L4已续流结束；此阶段，电感电流i L2继续线性减小；
工作模态d，[d 1 T S+d 2L2 T S，T S]：开关管S 2处于关断状态，电感电流i L2与i L4已续流结束；负载R L由电容C o供能。
4.根据权利要求2所述的无输入电流死区的降压功率因数校正变换器，其特征是，仅所述降压变换单元处于工作状态时，变换器包括以下工作模态：
工作模态1，[0，d 1 T S]：第二开关管S 2处于导通状态，交流输入电流经过S 2、L 2、D R1为第二电感L 2充能；同时输出电容C o为负载供能；此阶段，电感电流i L2线性增加；T S为开关周期；
工作模态2， [d 1 T S，d 1 T S+d 2L2 T S]：第二开关管S 2处于关断状态，电感电流i L2经过D E2、C o、D 2为第二 电感L 2放能，也为电容C o与负载R L供能；此阶段，电感电流i L2线性减小；
工作模态3， [d 1 T S+d 2L2 T S，T S]：第二开关管S 2处于关断状态，电感电流i L2已续流结束；负载R L由电容C o供能。
5.无输入电流死区的降压功率因数校正变换器，其特征是，包括第一开关管S 1、第二开关管S 2、第一整流二极管D R1、第二整流二极管D R2、第一电感L 1、第二电感L 2、第三电感L 3、第一额外二极管D E1、第二额外二极管D E2、第一二极管D 1、第二二极管D 2、第三二极管D 3、第四二极管D 4、负载R L、输出电容C o；
第一开关管S 1的源极与第一整流二极管D R1的阴极外接输入电压源v in的一端，第二开关管S 2的源极与第二整流二极管D R2的阴极外接输入电压源v in的另一端；
第一整流二极管D R1的阳极依次连接第二整流二极管D R2的阳极、第一电感L 1的一端、第二电感L 2的一端、第一额外二极管D E1的阴极以及第二额外二极管D E2的阳极；
第一电感L 1的另一端依次连接第一开关管S 1的漏极、第一二极管D 1的阴极以及第三二极管D 3的阳极；
第二电感L 2的另一端依次连接第二开关管S 2的漏极、第二二极管D 2的阴极以及第四二极管D 4的阳极；第三二极管D 3的阴极连接第三电感L 3的一端以及第四二极管D 4的阴极；
第三电感L 3的另一端依次连接输出电容C o的正端、负载R L的一端以及第二额外二极管D E2的阴极；
第一额外二极管D E1的阳极依次连接输出电容C o的负端、负载R L的另一端、第一二极管D 1的阳极以及第二二极管D 2的阳极。
6.根据权利要求5所述的无输入电流死区的降压功率因数校正变换器，其特征是，所述第一开关管S 1、第二开关管S 2、第一整流二极管D R1、第二整流二极管D R2、第三电感L 3、第一额外二极管D E1、第一二极管D 1、第二二极管D 2、第三二极管D 3、第四二极管D 4、负载R L、输出电容C o组成降压变换单元；
第一开关管S 1、第二开关管S 2、第一整流二极管D R1、第二整流二极管D R2、第一电感L 1、第二电感L 2、第一额外二极管D E1、第二额外二极管D E2、第一二极管D 1、第二二极管D 2、负载R L、输出电容C o组成升降压变换单元；
当输入电压v in大于输出电压V o时，降压变换单元、升降压变换单元均处于工作状态；
当输入电压v in小于输出电压V o时，仅升降压变换单元均处于工作状态。
7.如权利要求1或5所述的无输入电流死区的降压功率因数校正变换器的控制方法，其特征是，包括以下步骤：
通过采样电路对变换器的输出电压进行采样，得到采样值；
将采样值输入到加减法器后与参考电压进行比较，得到比较结果；
通过PI参数运算器对比较结果运输，得到输出电压误差反馈信号；
通过比较器对输出电压误差反馈信号、三角波比较后，输出用于控制第一开关管S 1、第二开关管S 2的驱动信号。
8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征是，所述第一开关管S 1、第二开关管S 2响应于同一驱动信号以实现采用单电压环进行闭环控制。
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