CN109842317B - 一种基于Boost和Buck-Boost电路的差分变换器及其应用 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于Boost和Buck‑Boost电路的差分变换器及其应用。其中，该差分变换器包括Boost电路和Buck‑Boost电路；第一桥臂与第二桥臂串联连接，第二桥臂的另一端通过LC滤波器与交流侧相连；第一电感和第二电感均串接于直流侧的一端，直流侧的另一端连接于LC滤波器中电感元件与电容元件的连接点处，进而利用Boost电路储存二次纹波功率，从而实现削减直流侧二次纹波。

Description

一种基于Boost和Buck-Boost电路的差分变换器及其应用

技术领域

本发明属于变换器领域，尤其涉及一种基于Boost和Buck-Boost电路的差分变换器及其应用。

背景技术

在中小功率场合，单相变换器得到非常广泛的应用。现有应用最广的单相变换器为图1所示H桥变换器，但当交流侧电压为交流，输入电流为同频率的交流时，直流侧会产生二次纹波，该纹波会对直流侧电能质量，系统的稳定性，以及直流侧设备的寿命等都会造成不利的影响。传统的解决方法为在直流侧并联非常大电容Cdc，用来抑制二次纹波，但此方法会导致整个变换器的体积增大，造价上升，系统的功率密度大大降低。并且，该方法只能抑制并不能消除直流侧的二次纹波，当直流侧电压较高或对直流侧电压精度要求较高时，整个变换器的体积和造价更会大幅上升。

对此，一类现有对上述H桥变换电路提出的改进措施是使用针对两个同种类型的直流变换器组合形成差分变换器的拓补结构来实现二次纹波功率吸收。但是目前还没有对于两个不同种类型直流变换器组合形成差分变换器的拓补结构提出，原因之一是不同类型直流变换器拓补组合难以形成可控制网测电流的正负电压。

发明内容

为了解决现有技术的不足，本发明的第一目的是提供一种基于Boost和Buck-Boost电路的差分变换器，其利用利用Boost电路储存二次纹波功率，从而达到消减直流侧二次纹波的优点。

本发明的一种基于Boost和Buck-Boost电路的差分变换器，包括Boost电路和Buck-Boost电路；所述Boost电路包括第一桥臂、第一电感和第一电容，所述第一桥臂由第一开关管和第二开关管串联构成，第一电感串接在第一开关管和第二开关管的连接点处，第一电容并联于第一桥臂的两端；所述Buck-Boost电路包括第二桥臂和第二电感，所述第二桥臂由第三开关管和第四开关管串联构成；其中：

第一桥臂与第二桥臂串联连接，第二桥臂的另一端通过LC滤波器与交流侧相连；第一电感和第二电感均串接于直流侧的一端，直流侧的另一端连接于LC滤波器中电感元件与电容元件的连接点处，进而利用Boost电路储存二次纹波功率，从而实现削减直流侧二次纹波。

进一步的，当所述交流侧为电源且直流侧为负载时，功率由交流侧电源流入直流侧负载，所述差分变换器为PWM单相整流器。

进一步的，当所述交流侧为负载且直流侧为电源时，功率由直流侧电源流入交流侧负载，所述差分变换器为PWM单相逆变器。

进一步的，当所述交流侧和直流侧均为电源时，通过控制第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管来控制功率的流向，所述差分变换器为双向变换器。

进一步的，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管为场效应管或绝缘栅晶体管。

本发明所述的基于Boost和Buck-Boost电路的差分变换器，应用于供电电路。

本发明所述的供电电路，应用于供电电源。

具体地，本发明的差分变换器可用于百瓦及千瓦功率场合，适合用于蓄电池充电电路，UPS，光伏电池供电电路等要求直流侧较小电流纹波的情景，此外也可作为小功率直流电机供电电源或者家用电子设备的供电电源。这些应用场合具有以下所述特点：直流侧电压较高，直流侧电流较小同时对于纹波幅值敏感。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

(1)与传统H桥整流器相似，本发明提供的电路可以实现功率四象限运行；使用Boost电路整流器储存二次纹波功率，从而实现削减直流侧二次纹波的效果；直流侧与电感直接相连，相比图2所示整流电路，从而实现更小的直流电压纹波；使用Boost电路高压侧储能，在仅仅增加储能电容耐压值而不改变电容容值的情况下实现更大的传输功率。

与图1所示H桥变换电路相比，本发明虽然需要附加两个电容C和两个电感L，但附加的网侧电容C_g和L_g仅仅是形成LC滤波器以滤除交流侧的高频电流，因此容值和电感值很小，而功率吸收电容C₁与直流侧电容C_dc值之和远小于原有H桥变换电路所需直流侧电容的值，这样就会大大减少变换器中电容C_dc的使用，使整个变换器的体积大大减小，造价大大下降；不仅如此，本发明还可以消减直流侧的二次纹波，消减原有二次纹波对直流侧设备的影响，尤其在直流侧电压较高或对直流侧电压精度要求较高时，本发明在体积，造价以及功率密度等方面优势更加明显。

(2)与图2所示电路相比，本发明同样实现了将二次纹波功率存储于附加电容C中的功能，消减了直流的二次纹波，在具有图2电路的功率密度高，体积小，直流侧电容值小等优点的同时，相比于图2电路，本发明还具有以下优点：

a.本发明节省两个开关管。由于每个开关管都需要驱动、保护、缓冲电路和散热装置等一系列辅助电路或器件，这些装置以及开关管本身都会占用体积，产生损耗，增加系统故障概率，并且开关管工作时会产生导通与开关损耗，开关管的损耗是电力电子变换器中最主要的损耗，因此节省了开关管可使变换器的损耗大大下降，造价大大下降，体积减小，稳定性也会增加。

b.本发明可以工作在较大功率。纹波吸收电容C₁处于Boost变换器的高电压侧，Boost具有理论上充分大的电压提升能力，因此纹波吸收电容C₁可以吸收充分大的纹波功率；而在图2所示电路中，其纹波吸收电路位于Buck变换器低压侧，吸收电容电压以及功率受制于直流侧电压。

c.本发明有较好的直流电压输出。对于本电路，直流负载处与两个电感L₁，L₂直接相连，电感上电流不能突变，因此决定了输入直流侧电流的平滑性；而图2所示电路，直流侧电流的改变由开关管控制，没有电感平滑直流侧电流，输入电流存在较大震荡，不利于稳定的电压输出。

(3)本发明创新的使用Boost电路和Buck-Boost电路的差分组合达到消减直流侧二次纹波的目的，从而减小了H桥变换电路直流侧电容值，降低了变换器的体积与造价，对直流侧设备的寿命也会产生有利影响；相比于图2所示电路，本发明具有较大的工作功率，同时有较平滑的电压输出，从而增强了系统的稳定性，扩宽了吸收二次纹波电路的使用价值。

附图说明

构成本申请的一部分的说明书附图用来提供对本申请的进一步理解，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。

图1为现有H桥变换器拓扑结构；

图2为现有有源法消减直流侧二次纹波单相变换器电路拓扑；

图3为本发明的基本拓扑结构；

图4为在二次纹波功率被完全吸收时不同储能电容电压利用效率储能电容电压波形图；

图5为装置稳态工作时储能电容电压vc1，直流电压vdc，电网电压vac随时间波形。

其中，1.交流侧，2.LC滤波器，3.Buck-Boost变换器，4.Boost变换器，5.直流侧。

具体实施方式

应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

本发明的基于Boost和Buck-Boost电路的差分变换器，包括Boost变换器、Buck-Boost变换器，直流负载，交流电源，网侧LC滤波器。所述交流电源一端通过与网侧LC滤波器与Buck-Boost变换器连接，另一端通过LC滤波器和直流负载负极连接。Boost电路一端与Buck-Boost电路连接，另一端与直流负载负极连接。

将Boost电路的桥臂S1，S2记作U桥臂，将Buck-Boost电路开关S3，S4记作V桥臂。则Boost电路由电感L1，U桥臂，电容C1组成，而Buck-Boost电路由电感L2，V桥臂组成。基于Boost和Buck-Boost差分型变换器的电路拓扑如图3所示。

直流负载由电容Cdc，电阻R并联表示。网侧L型LC滤波器由电感Lg，Cg组成，其中电感Lg在电网一侧，Cg在变换器一侧。

所述开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4为场效应管或绝缘栅晶体管。

图3中1与5为电源或负载，当交流侧1为电源，直流侧5为负载时，功率由交流侧电源流入直流侧负载，此变换器为PWM整流器；当交流侧1为负载，直流侧5为电源时，功率由直流侧电源流入交流侧负载，此变换器为逆变器；当1与5均为电源时，通过控制四个开关管可以控制功率的流向，此变换器为双向变换器，即本发明的单相电压型变换器可工作于整流与逆变两种状态。

C_g为小滤波电容，电容值很小，起到滤波作用，因此不能忽略。

如图1所示为现有H桥变换器电路；图2为现有有源法消减直流侧二次纹波单相变换器电路拓扑；如图3所示，当交流侧1电压为交流，输入电流为同频率的交流时，其电压、电流的表达式如下：

v_ac＝Vsinωt (1)

V与I分别为输入电压，电流的峰值，ω为角频率，t为时间，

为电压与电流之间的夹角，

忽略输入电感的储能与开关管的损耗，则交流侧1瞬时功率，即为LC滤波器输出的瞬时功率，则有瞬时功率表达式为：

p_ac为交流侧1流入的瞬时功率。从公式(3)可以看出流入直流侧瞬时功率不仅包含直流分量即平均功率p_o，而且含有二次分量即纹波功率p_r，它们分别为：

由公式(4)可以看出，当

时，p_o＞0，功率由交流侧向直流侧流动，此变换器工作于PWM整流状态；当

时，p_o＜0，功率由直流侧向交流侧流动，此变换器工作于逆变状态；当

时，p_o＝0，直流侧与交流侧只有无功的交换，此变换器工作于静止无功发生状态。

当公式(5)所示纹波功率均被附加储能电容C₁吸收，则附加储能电容C₁所储存的能量E_C为：

其中K≥1，为不定积分常数，当K＝1时，表示每个周期储能电容有完全放电时刻；当K＞1时，表示每个周期储能电容没有完全放电时刻，v_C1为附加储能电容C₁电压。由公式(6)可以得出电容电压v_C1为：

当附加储能电容工作时储存的能量最多，电容电压最大，即

时，得出储能电容工作时最多储存的能量与最大电压分别为：

E_Cmax为储能电容工作时储存的最多能量，V_Cmax为储能电容工作时的最大电压。同样当附加储能电容储存的能量最少，电容电压最小，即

时，得出储能电容工作的最少储存的能量与最小电压分别为：

E_Cmin为储能电容工作时储存的最少能量，V_Cmin为储能电容工作时的最小电压。

定义储能电容能量利用效率η_E为储能电容工作时波动的能量与储能电容工作时储存的最多能量之比：

E_cr为储能电容工作时波动的能量即E_cr＝E_cmax-E_cmin。同样定义储能电容电压利用效率η_v为储能电容工作时波动电压与最大电压之比：

V_cr为储能电容工作时波动的电压即V_cr＝V_cmax-V_cmin。由公式(12)和(13)消去K得出储能电容电压利用效率与能量利用效率之间的关系：

η_E＝1-(1-η_v)²(14)

当电容的最大电压确定时，由公式(9)可知，所需储能电容值C₁：

将公式(15)，(13)代入公式(7)，得出公式(16)：

例如，令

即变换器工作于PWM整流状态，V_Cmax＝600V，根据公式(16)，画出η_v分别为1、0.75、0.5、0.25时的附加储能电容电压波形图如图4所示。

上述公式证明了，当交流侧电压与电流如公式(1)与(2)所示，储能电容的电容值如公式(15)所示，储能电容电压值如公式(16)即图4所示时，交流侧所产生的二次纹波功率均被附加储能电容C吸收。例如：令交流电压峰值V＝150V，直流侧电压v_dc＝400V，储能电容电压利用效率η_v＝0.3。由电路图3可知，忽略电感压降和小电容C_g和C₂的能量存储影响，绘制出v_C1,v_c2,v_dc如图5所示。分析图3电路得知，为了防止短路的发生，需满足电压v_c1大于电压v_dc；为了电路网测电流可控，需要满足电压v_dc大于网侧电压幅值V，此限定条件需要在设计电路时给予考虑。

本发明所述的基于Boost和Buck-Boost电路的差分变换器，应用于供电电路。

本发明所述的供电电路，应用于供电电源。

具体地，本发明的差分变换器可用于百瓦及千瓦功率场合，适合用于蓄电池充电电路，UPS，光伏电池供电电路等要求直流侧较小电流纹波的情景，此外也可作为小功率直流电机供电电源或者家用电子设备的供电电源。这些应用场合具有以下所述特点：直流侧电压较高，直流侧电流较小同时对于纹波幅值敏感。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (7)

1.一种基于Boost和Buck-Boost电路的差分变换器，包括Boost电路和Buck-Boost电路；所述Boost电路包括第一桥臂、第一电感和第一电容，所述第一桥臂由第一开关管和第二开关管串联构成，第一电感串接在第一开关管和第二开关管的连接点处，第一电容并联于第一桥臂的两端；所述Buck-Boost电路包括第二桥臂和第二电感，所述第二桥臂由第三开关管和第四开关管串联构成，第二电感串接在第三开关管和第四开关管的连接点处；其特征在于：

第一桥臂的一端连接于第二桥臂的一端，第二桥臂的另一端通过LC滤波器与交流侧相连；第一电感和第二电感均串接于直流侧的一端，直流侧的另一端连接于LC滤波器中的电感元件与电容元件的连接点处以及第一桥臂的另一端，进而利用Boost电路储存二次纹波功率，从而实现削减直流侧二次纹波；

电感元件和电容元件仅仅是形成LC滤波器以滤除交流侧的高频电流；所述差分变换器中的第一电容与直流侧 电容的值之和远小于原有H桥变换电路所需直流侧电容的值。

2.如权利要求1所述的基于Boost和Buck-Boost电路的差分变换器，其特征在于，当所述交流侧为电源且直流侧为负载时，功率由交流侧电源流入直流侧负载，所述差分变换器为PWM单相整流器。

3.如权利要求1所述的基于Boost和Buck-Boost电路的差分变换器，其特征在于，当所述交流侧为负载且直流侧为电源时，功率由直流侧电源流入交流侧负载，所述差分变换器为PWM单相逆变器。

4.如权利要求1所述的基于Boost和Buck-Boost电路的差分变换器，其特征在于，当所述交流侧和直流侧均为电源时，通过控制第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管来控制功率的流向，所述差分变换器为双向变换器。

5.如权利要求4所述的基于Boost和Buck-Boost电路的差分变换器，其特征在于，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管为场效应管或绝缘栅晶体管。

6.如权利要求1-5中任一项所述的基于Boost和Buck-Boost电路的差分变换器，其特征在于，应用于供电电路。

7.一种供电电路，包括权利要求6所述的基于Boost和Buck-Boost电路的差分变换器，其特征在于，应用于供电电源。

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