CN202957745U - 一种单相电压型变换器消除二次纹波电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种单相电压型变换器消除二次纹波电路，它包括交流侧、变换器和直流侧，所述交流侧通过电感与变换器连接，变换器与的另一侧与直流侧连接，在直流侧负端与交流侧之间连接电容C。本实用新型提供的电路相比于原有的H桥变换器，将交流侧滤波电感一分为二，分别串联于交流侧第一交流端与第二交流端，并在第二交流端与直流侧负端之间接入一个附加储能电容，用来吸收二次纹波功率，从而达到消减直流侧二次纹波的目的。

Description

一种单相电压型变换器消除二次纹波电路

技术领域

本实用新型涉及一种变换器消除二次纹波电路，尤其涉及一种单相电压型变换器消除二次纹波电路。 

背景技术

在中小功率场合，单相变换器得到非常广泛的应用。现有应用最广的单相变换器为图1所示H桥变换器，但当交流侧电压为交流，输入电流为同频率的交流时，直流侧会产生二次纹波，该纹波会对直流侧电能质量，系统的稳定性，以及直流侧设备的寿命等都会造成不利的影响。传统的解决方法为在直流侧并联非常大电容C_dc，用来抑制二次纹波，但此方法会导致整个变换器的体积增大，造价上升，系统的功率密度大大降低。并且，该方法只能抑制并不能消除直流侧的二次纹波,当直流侧电压较高或对直流侧电压精度要求较高时，整个变换器的体积和造价更会大幅上升。 

对此，文献与实用新型对上述H桥变换电路提出改进措施，例如，在期刊《IEEETRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS》1997年，第44卷，第4期，第447至455页中刊登“A Unity Power Factor PWM Rectifier with DC Ripple Compensation”一文（作者Toshihisa Shimizu等）提出在H桥变换器直流侧附加一组开关管桥臂，将二次纹波能量存储于交流侧滤波电容；期刊《IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS》2000年，第36卷，第5期，第1419至1429页中刊登“DC Ripple Current Reduction on a Single-PhasePWM Voltage-Source Rectifier”一文（作者Toshihisa Shimizu等）提出在H桥变换器直流侧附加一组开关管桥臂，并将二纹波能量存储于附加电感中。专利号为CA 02732525的加拿大专利提出一种消减直流侧二次纹波的方法，其拓扑结构如图2所示：该电路在保持原有H桥变换电路不变的前提下，在其直流侧并联双向斩波电路，可以将此二次纹波功率存储于附加电容C中。该电路与H桥变换电路相比，增加了两个开关管，一个电感与一个附加电容，使得变换器的造价会提高，且由于附加开关管存在开关损耗与导通损耗，该电路的效率也会下降。 

上述三种方法均为在不改变原有H桥变换电路的基础上，在变换器直流侧附加开关管，并且加入储能设备，通过控制附加开关管从而使二次纹波功率存储于储能设备中，它们均可以减小变换器的直流侧电容C_dc，使系统的功率密度升高，体积降低。但以上三种方法均需要额外附加两个开关管，大大增加了变换器的成本与系统出故障的概率，且由于附加开关管存 在开关损耗与导通损耗，从而大大降低了变换器的效率。 

实用新型内容

本实用新型的目的就是为了解决上述问题，提供一种单相电压型变换器消除二次纹波电路，它具有用附加电容来吸收二次纹波功率，从而达到消减直流侧二次纹波的优点。 

为了实现上述目的，本实用新型采用如下技术方案： 

一种单相电压型变换器消除二次纹波电路，它包括交流侧、变换器和直流侧，所述交流侧通过电感与变换器连接，变换器的另一侧与直流侧连接，在直流侧负端与交流侧输入端之间连接电容C。 

所述交流侧分为第一交流端和第二交流端，所述变换器包括并联的A相桥臂、B相桥臂和电容C_dc，第一交流端通过电感L2与变换器的A相桥臂连接，第二交流端通过电感L1与B相桥臂连接，电容C_dc与直流侧连接，第二交流端与直流侧负端连接有电容C。 

所述A相桥臂由串联的开关管S1和开关管S2组成，B相桥臂由串联的开关管S3和开关管S4组成，开关管S1和开关管S2的连接点与电感L2连接，开关管S3和开关管S4的连接点与电感L1连接。 

所述开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4为场效应管或绝缘栅晶体管。 

图3中6与7为电源或负载，当交流侧6为电源，直流侧7为负载时，功率由交流侧电源流入直流侧负载，此变换器为PWM整流器；当交流侧6为负载，直流侧7为电源时，功率由直流侧电源流入交流侧负载，此变换器为逆变器；当6与7均为电源时，通过控制四个开关管可以控制功率的流向，此变换器为双向变换器，即本实用新型的单相电压型变换器可工作于整流与逆变两种状态。 

本实用新型的有益效果：本实用新型提供的电路相比于图1所示H桥变换电路，将交流侧滤波电感一分为二，分别串联于交流侧第一交流端与第二交流端，并在第二交流端与直流侧负端之间接入一个附加储能电容，用来吸收二次纹波功率，从而达到消减直流侧二次纹波的目的； 

与图1所示H桥变换电路相比，本实用新型虽然需要附加一个电容C，但所需附加电容C与直流侧电容C_dc值之和远小于原有H桥变换电路所需直流侧电容的值，且所需附加电容C耐压值也小于直流侧电容，这样就会大大减少变换器中电容C_dc的使用，使整个变换器的体积大大减小，造价大大下降；不仅如此，本实用新型还可以消减直流侧的二次纹波，消减原有二次纹波对直流侧设备的影响，尤其在直流侧电压较高或对直流侧电压精度要求较高时，本实用新型在体积，造价以及功率密度等方面优势更加明显。 

与图2所示电路相比，本实用新型同样实现了将二次纹波功率存储于附加电容C中的功能，消减了直流的二次纹波，在具有图2电路的功率密度高，体积小，直流侧电容值小等优点的同时，相比于图2电路，本实用新型还具有以下优点： 

a.本实用新型节省两个开关管。由于每个开关管都需要驱动、保护、缓冲电路和散热装置等一系列辅助电路或器件，这些装置以及开关管本身都会占用体积，产生损耗，增加系统故障概率，并且开关管工作时会产生导通与开关损耗，开关管的损耗是电力电子变换器中最主要的损耗，因此节省了开关管可使变换器的损耗大大下降，造价大大下降，体积减小，稳定性也会增加。 

b.本实用新型将原有H桥变换器交流侧滤波电感一分为二，即分为L1与L2两个电感，由于两个电感都起到滤除交流侧开关纹波的功能。因此相比于图1所示H桥变换电路，本实用新型无需附加电感，即相比于图2所示电路，本实用新型节省一个附加电感。 

本实用新型只附加一个储能电容即可达到消减直流侧二次纹波的目的，从而减小了H桥变换电路直流侧电容值，降低了变换器的体积与造价，对直流侧设备的寿命也会产生有利影响；相比于图2所示电路，本实用新型节省了两个开关管与一个电感，从而降低了变换器造价、损耗与体积，并增强了系统的稳定性。 

附图说明

图1为现有H桥变换器拓扑结构； 

图2为现有有源法消减直流侧二次纹波单相变换器电路拓扑； 

图3为本实用新型的拓扑结构； 

图4为在二次纹波功率被完全吸收时不同储能电容电压利用效率储能电容电压波形图； 

图5为在装置稳态工作时第一交流端相对于直流侧负端的电压v_D，储能电容电压v_c，交流侧电压v_ac波形。 

其中，1.交流侧，2.变换器，3.直流侧，4.A相桥臂，5.B相桥臂，6.交流电源或负载，7.直流电源或负载。 

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本实用新型作进一步说明。 

如图3所示，一种单相电压型变换器消除二次纹波电路，它包括交流侧1、变换器2和直流侧3，所述交流侧1通过电感与变换器2连接，变换器2的另一侧与直流侧3连接，在直流侧3负端与交流侧1之间连接电容C。 

所述交流侧1分为第一交流端和第二交流端，所述变换器2包括并联的A相桥臂4、B相桥臂5和电容C_dc，第一交流端通过电感L2与变换器2的A相桥臂4连接，第二交流端通过电感L1与B相桥臂5连接，电容C_dc与直流侧3连接，第二交流端与直流侧3负端连接有电容C，所述交流侧包括交流电源或负载6，交流电源或负载6一侧与电感L2连接，另一侧与电感L1连接，所述直流侧3包括直流电源或负载7。 

所述A相桥臂4由串联的开关管S1和开关管S2组成，B相桥臂5由串联的开关管S3和开关管S4组成，开关管S1和开关管S2的连接点与电感L2连接，开关管S3和开关管S4的连接点与电感L1连接。 

所述开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4为场效应管或绝缘栅晶体管。 

如图1所示为现有H桥变换器电路；图2为现有有源法消减直流侧二次纹波单相变换器电路拓扑； 

如图3所示，当交流侧1电压为交流，输入电流为同频率的交流时，其电压、电流的表达式如下： 

v_ac＝Vsinωt    (1) 

V与I分别为输入电压，电流的峰值，ω为角频率，t为时间，

为电压与电流之间的夹角， 

忽略输入电感的储能与开关管的损耗，则交流侧1瞬时功率，即为其流入直流侧3的瞬时功率，则有瞬时功率表达式为： 

p_ac为交流侧1流入直流侧3的瞬时功率。从公式(3)可以看出流入直流侧瞬时功率不仅包含直流分量即平均功率p_o，而且含有二次分量即纹波功率p_r，它们分别为： 

由公式(4)可以看出，当时，p_o＞0，功率由交流侧向直流侧流动，此变换器工作 于PWM整流状态；当

时，p_o＜0，功率由直流侧向交流侧流动，此变换器工作于逆变状态；当

时，p_o＝0，直流侧与交流侧只有无功的交换，此变换器工作于静止无功发生状态。 

当公式(5)所示纹波功率均被附加储能电容C吸收，则附加储能电容C所储存的能量E_c为： 

其中K≥1，为不定积分常数，当K＝1时，表示每个周期储能电容有完全放电时刻；当K＞1时，表示每个周期储能电容没有完全放电时刻，v_C为附加储能电容C电压。由公式(6)可以得出电容电压v_C为： 

当附加储能电容工作时储存的能量最多，电容电压最大，即

时，得出储能电容工作时最多储存的能量与最大电压分别为： 

$E_{C\max }=\frac{\mathrm{VI}}{4\mathrm{\ω}}(K+1)---\left(8\right)$

$V_{C\max }=\sqrt{\frac{\mathrm{VI}}{2\mathrm{C\ω}}(K+1)}---\left(9\right)$

E_cmax为储能电容工作时储存的最多能量，V_cmax为储能电容工作时的最大电压。同样当附加储能电容储存的能量最少，电容电压最小，即时，得出储能电容工作的最少储存的能量与最小电压分别为： 

$E_{C\min }=\frac{\mathrm{VI}}{4\mathrm{\ω}}(K-1)---\left(10\right)$

$V_{C\min }=\sqrt{\frac{\mathrm{VI}}{2\mathrm{C\ω}}(K-1)}---\left(11\right)$

E_cmin为储能电容工作时储存的最少能量，V_cmin为储能电容工作时的最小电压。定义储能电容能量利用效率η_E为储能电容工作时波动的能量与储能电容工作时储存的最多能量之比： 

${\mathrm{\η}}_E=\frac{E_{\mathrm{Cr}}}{E_{C\max }}=\frac{E_{C\max }-E_{C\min }}{E_{C\max }}=\frac{2}{K+1}---\left(12\right)$

E_cr为储能电容工作时波动的能量即E_cr=E_cmax-E_cmin。同样定义储能电容电压利用效率η_v为储能电容工作时波动电压与最大电压之比： 

${\mathrm{\η}}_v=\frac{V_{\mathrm{Cr}}}{V_{C\max }}=\frac{V_{C\max }-V_{C\min }}{V_{C\max }}=1-\sqrt{\frac{K-1}{K+1}}---\left(13\right)$

V_cr为储能电容工作时波动的电压即V_cr=V_cmax-V_cmin。由公式(12)和(13)消去K得出储能电容电压利用效率与能量利用效率之间的关系： 

η_E＝1-(1-η_v)²            (14) 

当电容的最大电压确定时，由公式(9)可知，所需储能电容值C： 

$C=\frac{\mathrm{VI}(K+1)}{2{\mathrm{\ωV}}_{C\max }^2}=\frac{\mathrm{VI}}{\mathrm{\ω}{V}_{C\max }^2{\mathrm{\η}}_E}=\frac{\mathrm{VI}}{\mathrm{\ω}{V}_{C\max }^2[1-{(1-{\mathrm{\η}}_v)}^2]}---\left(15\right)$

将公式(15)，(13)代入公式(7)，得出公式(16)： 

例如，令

即变换器工作于PWM整流状态，V_Cmax＝300V，根据公式(16)，画出η_v分别为1、0.75、0.5、0.25时的附加储能电容电压波形图如图4所示。 

上述公式证明了，当交流侧电压与电流如公式(1)与(2)所示，储能电容的电容值如公式(15)所示，储能电容电压值如公式(16)即图4所示时，交流侧所产生的二次纹波功率均被附加储能电容C吸收。例如：令交流电压峰值V＝150V，直流侧电压v_dc＝450V，储能电容电压利用效率η_v＝0.5。由图3电路可知，第一交流端相对于直流侧负端的电压v_D＝v_c+v_ac。忽略电感压降，可以画出v_D，v_c，v_ac波形如图5所示。从图中可以看出v_D的最大值小于v_dc，v_D的最小值大于0，由图3电路可知，D点相对于直流侧负端电压v_D应小于直流侧正负两端电压差v_dc才使得电路可控，即在设计电路时需保证v_D的最大值小于v_dc，v_D的最小值大于0。因此，在电路稳态工作时，需使第一交流端相对于直流侧负端的电压v_D的最大值小于v_dc，v_D的最小值大于0；v_c的最大值小于v_dc，v_D的最小值大于0，此限定条件需要在设计电路时给予考虑。 

上述虽然结合附图对本实用新型的具体实施方式进行了描述，但并非对本实用新型保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本实用新型的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本实用新型的保护范围以内。 

Claims (4)

1.一种单相电压型变换器消除二次纹波电路，其特征是，它包括交流侧、变换器和直流侧，所述交流侧通过电感与变换器连接，变换器的另一侧与直流侧连接，在直流侧负端与交流侧输入端之间连接电容C。

2.如权利要求1所述一种单相电压型变换器消除二次纹波电路，其特征是，所述交流侧分为第一交流端和第二交流端，所述变换器包括并联的A相桥臂、B相桥臂和电容C_dc，第一交流端通过电感L2与变换器的A相桥臂连接，第二交流端通过电感L1与B相桥臂连接，电容C_dc与直流侧连接，第二交流端与直流侧负端连接有电容C。

3.如权利要求2所述一种单相电压型变换器消除二次纹波电路，其特征是，所述A相桥臂由串联的开关管S1和开关管S2组成，B相桥臂由串联的开关管S3和开关管S4组成，开关管S1和开关管S2的连接点与电感L2连接，开关管S3和开关管S4的连接点与电感L1连接。

4.如权利要求3所述一种单相电压型变换器消除二次纹波电路，其特征是，所述开关管S1、开关管S2、开关管S3和开关管S4为场效应管或绝缘栅晶体管。

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