CN116317528B - 单级单相无桥倍压式cuk型pfc变换器 - Google Patents

Abstract

单级单相无桥倍压式CUK型PFC变换器,解决了如何减少CUK变换器无源元件数量的问题，属于单级单相无桥PFC变换器拓扑领域。本发明包括：输入电源的正极与输入滤波电感L₁的一端连接，输入滤波电感L₁的另一端同时与储能电容C的一端、1号双向开关的正极同时连接，储能电容C的另一端与2号双向开关的正极和储能电感L₂的一端同时连接；输入电源的负极、两个双向开关的负极、输出滤波电容C_dc1的一端、输出滤波电容C_dc2的一端同时连接，储能电感L₂的另一端同时与开关管S₅的发射极和开关管S₆的集电极同时连接，开关管S₅的集电极与输出滤波电容C_dc1的另一端连接，开关管S₆的发射极与输出滤波电容C_dc2的另一端连接。

Description

单级单相无桥倍压式CUK型PFC变换器

技术领域

本发明涉及一种单级单相无桥倍压式CUK型PFC变换器，属于单级单相无桥PFC变换器拓扑领域。

背景技术

CUK变换器具有输入输出电流连续，纹波小，输出电压范围宽的特点，为电池提供了更灵活的充电特性，在电动汽车充电器等低压电源场合中广泛用于实现功率因数校正。传统单相CUK型PFC变换器的电流路径会经过3个功率半导体器件，包括整流桥中的2个二极管和CUK电路中的1个开关管。整流桥中的二极管持续导通，在低压大电流的场合下，二极管损耗显得尤为严重，限制该变换器效率的提升。

为了减少甚至消除整流桥中二极管带来的损耗，无桥CUK型PFC变换器拓扑被相继提出，目前主要为Dual CUK型无桥PFC变换器及其改进型拓扑，该类拓扑主要存在无源元件数量较多的缺陷。其中一种为两个输入电感，一个储能电感，一个储能电容；另一种为一个输入电感，两个储能电感，两个储能电容。无源元件的利用率较低，变换器功率密度较低，系统效率也会受到限制。此外，与传统CUK PFC变换器相同，该类无桥拓扑的输出电压极性为负，因此需要1个附加的反相放大器电路，增加了变换器的尺寸和成本。

发明内容

针对如何减少CUK变换器无源元件数量的问题，本发明提供一种单级单相无桥倍压式CUK型PFC变换器。

本发明的一种单级单相无桥倍压式CUK型PFC变换器，包括输入滤波电感L₁、储能电容C、储能电感L₂、输出滤波电容C_dc1、输出滤波电容C_dc2、两个双向开关、开关管S₅和S₆；

输入电源的正极与输入滤波电感L₁的一端连接，输入滤波电感L₁的另一端同时与储能电容C的一端、1号双向开关的正极同时连接，储能电容C的另一端与2号双向开关的正极和储能电感L₂的一端同时连接；

输入电源的负极、两个双向开关的负极、输出滤波电容C_dc1的一端、输出滤波电容C_dc2的一端同时连接，储能电感L₂的另一端同时与开关管S₅的发射极和开关管S₆的集电极同时连接，开关管S₅的集电极与输出滤波电容C_dc1的另一端连接，开关管S₆的发射极与输出滤波电容C_dc2的另一端连接；

输出滤波电容C_dc1和输出滤波电容C_dc2的电容值相同；

每个双向开关采用两个开关管反向串联实现，所有开关均为PNP型。

作为优选，所述变换器工作于断续导通模式。

作为优选，1号双向开关包括反向串联的开关管S₁和开关管S₂，其中，开关管S₁的集电极为1号双向开关的正极；开关管S₂的集电极为1号双向开关的负极；

2号双向开关包括反向串联的开关管S₃和开关管S₄，其中，开关管S₄的集电极为2号双向开关的正极，开关管S₃的集电极为2号双向开关的负极；

所述变换器中的开关管进行如下控制：

当输入电源的输入电压大于0时，将占空比信号作用于开关管S₁，占空比信号的互补信号作用于开关管S₃，开关管S₂、开关管S₄、开关管S₆始终处于导通状态，开关管S₅始终处于关断状态；

当输入电源的输入电压小于0时，将占空比信号作用于开关管S₂，占空比信号的互补信号作用于开关管S₄，开关管S₁、开关管S₃、开关管S₅始终处于导通状态，开关管S₆始终处于关断状态。

作为优选，储能电感L₂的表达式。

其中，V_{in_max}表示输入电压峰值，P_dc表示输出功率，f_S表示开关频率，d表示占空比。

作为优选，输入滤波电感L₁的设计主要考虑因素为输入电流的电流纹波大小，电感的取值公式可表示为

其中，V_{in_max}表示输入电压峰值，P_dc表示输出功率，f_S表示开关频率，d表示占空比，α为电流纹波系数。

作为优选，最大占空比为：

其中，V_dc表示输出电压，d≤d_max。

本发明的有益效果，为了在不增加半导体器件的条件下解决上述两个问题，本发明采用倍压式电路结构，通过引入双向开关，实现变换器在交流输入电压的正半区间与负半区间内共用一套无源元件，包含一个输入滤波电感、一个储能电感及一个储能电容，有效减少了无源元件的数量，元件利用率增大，变换器的效率与功率密度也得以提升。同时，本拓扑在相同输出电压水平下有效降低半导体器件的电压应力，输出滤波电容的电压降低一半，可采用电压较低的电解电容替代电压较高的电解电容。此外，本拓扑还具有控制简单、功率流路径中半导体器件数量较少、输出电压为正等优势，反相放大器电路被省去，有效减小了变换器的尺寸和成本。

附图说明

图1为单级单相无桥倍压式CUK型PFC变换器电路图；

图2为正输入电压下一个开关周期内电路主要工作波形图；

图3为正输入电压下开关周期内不同开关状态下电路不同工作模态图，其中图3(a)为模态I，图3(b)为模态II，图3(c)为模态III；

图4为负输入电压下一个开关周期内电路主要工作波形图；

图5为负输入电压下开关周期内不同开关状态下电路不同工作模态图，其中图5(a)为模态IV，图5(b)为模态V，图5(c)为模态VI；

图6为400Hz交流输入下输入电压、电流波形图；

图7为主功率开关管S₁、S₂两端电压波形图；

图8为同步整流管S₃、S₄两端电压波形图；

图9为工频开关管S₅、S₆两端电压波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。

本实施方式的单级单相无桥倍压式CUK型PFC变换器，应用于电动汽车充电器等低压电源场合，如图1所示，包括输入滤波电感L₁、小容量储能电容C、小感量储能电感L₂、输出滤波电容C_dc1、输出滤波电容C_dc2、两个双向开关、开关管S₅和S₆；

输入电源的正极与输入滤波电感L₁的一端连接，输入滤波电感L₁的另一端同时与储能电容C的一端、1号双向开关的正极同时连接，储能电容C的另一端与2号双向开关的正极和储能电感L₂的一端同时连接；

输入电源的负极、两个双向开关的负极、输出滤波电容C_dc1的一端、输出滤波电容C_dc2的一端同时连接，储能电感L₂的另一端同时与开关管S₅的发射极和开关管S₆的集电极同时连接，开关管S₅的集电极与输出滤波电容C_dc1的另一端连接，开关管S₆的发射极与输出滤波电容C_dc2的另一端连接；

输出滤波电容C_dc1和输出滤波电容C_dc2的电容值相同；

每个双向开关采用两个开关管反向串联实现，所有开关均为PNP型。

1号双向开关包括反向串联的开关管S₁和开关管S₂，其中，开关管S₁的集电极为1号双向开关的正极；开关管S₂的集电极为1号双向开关的负极；

2号双向开关包括反向串联的开关管S₃和开关管S₄，其中，开关管S₄的集电极为2号双向开关的正极，开关管S₃的集电极为2号双向开关的负极；

在对电路工作原理分析前，做出如下说明：

1)变换器工作于断续导通模式(DCM)；

2)输出滤波电容C_dc1、C_dc2足够大，两电容分压相等，即v_Cdc1＝v_Cdc2＝V_dc/2；

3)开关频率f_S远高于输入交流电源频率，开关周期T_S内认为输入电压为定值V_in，储能电容电压为定值V_C。

根据交流输入电压的正负以及双向开关的开关状态，单级单相无桥倍压式CUK型PFC变换器有6种不同的工作模态。正输入电压下开关周期内的电路主要工作波形如图2所示，对应的工作模态如图3所示；负输入电压下开关周期内的电路主要工作波形如图4所示，对应的工作模态如图5所示。

模态I：如图3(a)所示，该阶段V_in>0，开关管S₁与开关管S₂导通，开关管S₃与开关管S₄关断，开关管S₅关断，开关管S₆导通。输入滤波电感L₁两端电压为V_in，电感电流呈正向线性上升。储能电感L₂两端电压为储能电容电压V_C-V_dc/2，储能电容C经过开关管S₁与开关管S₂向储能电感L₂和输出滤波电容C_dc2放电，储能电感L₂的电流线性上升。

模态II：如图3(b)所示，该阶段V_in>0，开关管S₁与开关管S₂关断，开关管S₃与开关管S₄导通，开关管S₅关断，开关管S₆导通。输入滤波电感L₁两端电压为V_in-V_C<0，输入滤波电感L₁电流开始线性下降。储能电感L₂两端电压为输出滤波电容C_dc2电压，电压的参考方向与电流相反，储能电感L₂经过开关管S₃与开关管S₄向输出滤波电容C_dc2放电，储能电感L₂的电流线性下降。

模态III：如图3(c)所示，该阶段V_in>0，开关管S₁与开关管S₂关断，开关管S₃与开关管S₄关断，开关管S₅关断，开关管S₆导通。输入电压v_in、输入滤波电感L₁、储能电容C以及储能电感L₂形成低频振荡回路，振荡频率由于开关频率f_S远高于该低频振荡频率f₁，可认为该阶段为i_L1与i_L2大小相等且保持不变的续流阶段。

模态IV：如图5(a)所示，该阶段V_in<0，开关管S₁与S₂导通，开关管S₃与S₄关断，开关管S₅导通，开关管S₆关断。输入滤波电感L₁两端电压为V_in，输入滤波电感L₁的电流呈反向线性上升。储能电感L₂两端电压为储能电容电压V_C-V_dc/2，储能电容C经过开关管S₁与开关管S₂向储能电感L₂和输出滤波电容C_dc1放电，储能电感L₂电流线性上升。

模态V：如图5(b)所示，该阶段V_in<0，开关管S₁与开关管S₂关断，开关管S₃与开关管S₄导通，开关管S₅导通，开关管S₆关断。输入滤波电感L₁两端电压为V_in-V_C<0，输入滤波电感电流开始线性下降。储能电感L₂两端电压为输出滤波电容C_dc1电压，电压的参考方向与电流相反，储能电感L₂经过开关管S₃与开关管S₄向输出滤波电容C_dc1放电，储能电感L₂电流线性下降。

模态VI：如图5(c)所示，该阶段V_in<0，开关管S₁与开关管S₂关断，开关管S₃与开关管S₄关断，开关管S₅导通，开关管S₆关断。输入电压v_in、输入滤波电感L₁、储能电容C以及储能电感L₂形成低频振荡回路，振荡频率由于开关频率f_S远高于该低频振荡频率f₁，可认为该阶段为i_L1与i_L2大小相等且保持不变的续流阶段。

从上述分析可以看出，在输入电压为正和为负阶段电路的工作模态基本相同，主要为储能电感充电、放电以及续流三个模态。在每个开关周期内的续流阶段，输入滤波电感L₁与储能电感L₂两端电压为0，由此可知储能电容电压V_C为输入电压V_in与输出滤波电容电压V_dc/2之和，即V_C＝V_in+V_dc/2。开关管S₃与开关管S₄导通时刻，其上电流达到电流峰值i_{S3/4_max}，可表示为：

式中，L₁₂表示输入滤波电感L₁与储能电感L₂的并联电感值，d为系统占空比。

开关周期内双向开关管S₃与S₄电流的平均值i_{S3/4_avg}可表示为：

式中，V_dc为输出电压值。

工频条件下输入输出功率守恒，因此输入电流可表示为：

可以看出，在电感参数、开关频率以及占空比d一定时，输入电流能够自动跟踪输入电压呈正弦规律变化，且保证其与输入电压同相位，控制电路得以大大简化。

为了尽可能地减小开关管损耗，基于输入电压的正负区间判定信号，优选实施例中，变换器中的开关管进行如下控制：

当输入电源的输入电压大于0时，将占空比信号作用于开关管S₁，占空比信号的互补信号作用于开关管S₃，开关管S₂、开关管S₄、开关管S₆始终处于导通状态，开关管S₅始终处于关断状态；

当输入电源的输入电压小于0时，将占空比信号作用于开关管S₂，占空比信号的互补信号作用于开关管S₄，开关管S₁、开关管S₃、开关管S₅始终处于导通状态，开关管S₆始终处于关断状态。

在该种控制方式下，开关管S₁、开关管S₂为主功率开关管，开关管S₃、开关管S₄工作为同步整流管，开关管S₅、开关管S₆为工频开关管。其上的电压应力可分别表示为：

式中，V_{in_max}为输入电压峰值。

通过上式可以看到，相比于已有CUK型PFC变换器的电压应力(V_{in_max}+V_dc)，本拓扑开关管的电压应力得以有效降低，有助于开关损耗的减小，效率有所提升。

同时，根据前面工作原理分析可知，在正输入电压阶段，输出滤波电容C_dc2参与工作，其上电压为上正下负；在负输入电压阶段，输出滤波电容C_dc1参与工作，其上电压为上正下负。由此，本拓扑输出电压的极性为上正下负，反相放大器电路被省去，有效减小了变换器的尺寸和成本。

为确保变换器工作在DCM，需要对系统最大占空比进行设计，在此基础上，再对本实施方式中的储能电感L₂、输入滤波电感的电感量L₁进行设计。本实施方式的变换器工作在DCM边界时，模态III/VI的时间占比趋于零。因此，系统最大占空比可表示为：

在明确变换器输入输出参数的情况下，最大占空比可通过式(5)得到。之后选择占空比需满足d≤d_max，再基于式(3)可以得到储能电感L₂的表达式：

式中，P_dc为输出功率。

输入滤波电感L₁的设计主要考虑因素为输入电流的电流纹波大小，电感的取值公式可表示为：

式中，α为电流纹波系数。

由上述公式可知，输入滤波电感值越大，输入电流纹波越小。以工频输入220V/50Hz、输出400V/500W为例，进行电感参数的设计说明。

开关频率设定为50kHz，最大占空比的确定：

这里取占空比d＝0.32。

根据式(6)得到储能电感L₂的电感值。

取输入电流纹波系数α＝0.15，确定输入滤波电感L₁。

在上述电路参数下的单级单相无桥倍压式CUK型PFC变换器的功率因数校正情况如图6所示。从仿真结果可以看出，该变换器输入电流呈正弦波，且能够实时跟踪输入电压波形，具有良好的功率因数校正效果。

所使用开关管两端的电压波形如图7、8、9所示。其中，图7为主功率的开关管S₁、开关管S₂两端电压波形图，可以看到开关管S₁、开关管S₂电压应力为512V，与理论值V_{in_max}+V_dc/2相同；图8为同步整流的开关管S₃、开关管S₄两端电压波形图，可以看到开关管S₃、开关管S₄电压应力为512V，与理论值V_{in_max}+V_dc/2相同；图9为工频的开关管S₅、开关管S₆两端电压波形图，可以看到开关管S₅、开关管S₆电压应力为400V，与理论值V_dc相同。

本发明消除了持续工作的二极管，相比于已有CUK型无桥拓扑，无源元件(电感、电容)的数量达到最优，元器件利用率较高。同时，采用倍压式电路结构，半导体器件的电压应力得以有效降低，有助于系统效率的进一步提高。此外，本拓扑还具有控制简单、功率流路径中半导体器件数量较少、输出电压为正等优势。

虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (6)

1.单级单相无桥倍压式CUK型PFC变换器，其特征在于，包括输入滤波电感L₁、储能电容C、储能电感L₂、输出滤波电容C_dc1、输出滤波电容C_dc2、两个双向开关、开关管S₅和S₆；

输入电源的正极与输入滤波电感L₁的一端连接，输入滤波电感L₁的另一端同时与储能电容C的一端、1号双向开关的正极同时连接，储能电容C的另一端与2号双向开关的正极和储能电感L₂的一端同时连接；

输入电源的负极、两个双向开关的负极、输出滤波电容C_dc1的一端、输出滤波电容C_dc2的一端同时连接，储能电感L₂的另一端同时与开关管S₅的发射极和开关管S₆的集电极同时连接，开关管S₅的集电极与输出滤波电容C_dc1的另一端连接，开关管S₆的发射极与输出滤波电容C_dc2的另一端连接；

输出滤波电容C_dc1和输出滤波电容C_dc2的电容值相同；

每个双向开关采用两个开关管反向串联实现，所有开关均为PNP型。

2.根据权利要求1所述的单级单相无桥倍压式CUK型PFC变换器，其特征在于，所述变换器工作于断续导通模式。

3.根据权利要求1所述的单级单相无桥倍压式CUK型PFC变换器，其特征在于，1号双向开关包括反向串联的开关管S₁和开关管S₂，其中，开关管S₁的集电极为1号双向开关的正极；开关管S₂的集电极为1号双向开关的负极；

2号双向开关包括反向串联的开关管S₃和开关管S₄，其中，开关管S₄的集电极为2号双向开关的正极，开关管S₃的集电极为2号双向开关的负极；

所述变换器中的开关管进行如下控制：

当输入电源的输入电压大于0时，将占空比信号作用于开关管S₁，占空比信号的互补信号作用于开关管S₃，开关管S₂、开关管S₄、开关管S₆始终处于导通状态，开关管S₅始终处于关断状态；

当输入电源的输入电压小于0时，将占空比信号作用于开关管S₂，占空比信号的互补信号作用于开关管S₄，开关管S₁、开关管S₃、开关管S₅始终处于导通状态，开关管S₆始终处于关断状态。

4.根据权利要求1所述的单级单相无桥倍压式CUK型PFC变换器，其特征在于，储能电感L₂的表达式：

其中，V_{in_max}表示输入电压峰值，P_dc表示输出功率，f_S表示开关频率，d表示占空比。

5.根据权利要求1所述的单级单相无桥倍压式CUK型PFC变换器，其特征在于，输入滤波电感L₁的设计主要考虑因素为输入电流的电流纹波大小，电感的取值公式可表示为：

其中，V_{in_max}表示输入电压峰值，P_dc表示输出功率，f_S表示开关频率，d表示占空比，α为电流纹波系数。

6.根据权利要求1所述的单级单相无桥倍压式CUK型PFC变换器，其特征在于，最大占空比为：

其中，V_dc表示输出电压，d≤d_max，V_{in_max}表示输入电压峰值，d表示占空比。