CN113949269B - 无桥升降压式功率因数校正变换器及控制系统 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种无桥升降压式功率因数校正变换器及控制系统，涉及电能变换领域。一种无桥升降压式功率因数校正变换器，包括变换电路，变换电路包括依次连接的输入滤波单元、整流单元、升降压单元和输出电容单元；升降压单元包括开关管S1、电感L1、二极管D1、开关管S2、电感L2和二极管D2，输出电容单元包括输出电容C1、输出电容C2和主输出电容C0，输出电容C1的一端与输出电容C2的一端连接，输出电容C1的另一端与主输出电容C0的正端连接，输出电容C2的另一端与主输出电容C0的负端连接。本发明提供的变换器，通过改进变换电路中输出电容的拓扑结构以实现电感的分时复用，提高器件的利用率。

Description

无桥升降压式功率因数校正变换器及控制系统
技术领域
本发明涉及电能变换技术领域，具体涉及一种无桥升降压式功率因数校正变换器及控制系统。
背景技术
AC-DC功率因数校正(Power factor correction,PFC)变换器因为可以满足电网谐波要求与功率因数(Power factor,PF)要求而得到广泛研究与应用。升降压式(Buck-boost)PFC变换器凭借其较高的PF值与输出电压可变的优势，在LED照明与无刷直流电机方面得到广泛应用。
近年来，随着国家大力号召低碳生活与能源节约等政策，无整流桥的无桥buck-boost PFC变换器得到了广泛的关注与研究。其本质是不再使用由四个整流二极管组成的整流桥，由此，可以减少电流通路二极管的数量而获得了更高的系统效率。
但是，如图1所示，现有的无桥buck-boost PFC变换器通常需要使用两组器件(参见两个虚线框)才能避免使用整流桥，即，在交流输入正半周期使用一组器件，在交流输入负半周使用另一组器件。因此，在半个工频周期内只有一组器件在使用，器件利用率低。
发明内容
为克服上述问题或部分解决上述问题，本发明的目的在于提供一种无桥升降压式功率因数校正变换器及控制系统，以通过对输出电容的拓扑改进以实现电感的分时复用，提高器件的利用率。
本发明通过下述技术方案实现：
第一方面，本发明实施例提供一种无桥升降压式功率因数校正变换器，包括变换电路，上述变换电路包括依次连接的输入滤波单元、整流单元、升降压单元和输出电容单元；上述升降压单元包括开关管S1、电感L1、二极管D1、开关管S2、电感L2和二极管D2，上述电感L1的一端与上述开关管S1的漏极、二极管D1的阳极连接，上述电感L1的另一端与上述电感L2的一端连接，上述电感L2的另一端与上述开关管S2的源极、二极管D2的阴极连接，上述开关管S1的源极、开关管S2的漏极分别与上述整流单元连接；上述输出电容单元包括输出电容C1、输出电容C2和主输出电容C0，上述输出电容C1的一端与上述输出电容C2的一端连接，上述输出电容C1的另一端与上述二极管D1的阴极、主输出电容C0的正端连接，上述输出电容C2的另一端与上述二极管D2的阳极、主输出电容C0的负端连接；上述输出电容C1和输出电容C2的相互连接端与电感L1和电感L2的相互连接端、上述输入滤波单元连接。
基于第一方面，在本发明一些实施例中，上述输出电容C1及输出电容C2为薄膜安规电容。
基于第一方面，在本发明一些实施例中，上述升降压单元包括开关管S1、电感L1、二极管D1、开关管S2、电感L2和二极管D2，上述开关管S1的漏极与上述二极管D1的阳极及电感L1的一端连接，上述电感L1的另一端与上述电感L2的一端连接，上述电感L2的另一端与上述开关管S2的源极及二极管D2的阴极连接；上述开关管S1的源极及上述开关管S2的漏极分别与上述整流单元连接；上述电感L1、电感L2的相互连接端与上述输出电容C1、输出电容C2的相互连接端连接；上述二极管D1的阴极与上述主输出电容C0的正端连接，上述二极管D2的阳极与上述主输出电容C0的负端连接。
基于第一方面，在本发明一些实施例中，上述整流单元包括整流管DR1和整流管DR2，上述整流管DR1的阳极与上述开关管S1的源极连接，上述整流管DR1的阴极与上述整流管DR2的阳极及输入滤波单元连接，上述整流管DR2的阴极与上述开关管S2的漏极连接。
基于第一方面，在本发明一些实施例中，上述输入滤波单元包括滤波电感Lf和滤波电容Cf，上述滤波电感Lf的一端与交流输入vin的一端连接，上述滤波电感Lf的另一端与上述电感L1、电感L2的相互连接端和滤波电容Cf的一端连接，上述滤波电容Cf的另一端与上述交流输入vin的另一端及整流管DR1的阴极连接。
基于第一方面，在本发明一些实施例中，上述变换器包括两种工作模式，当交流输入vin处于过零换流期间时，变换器工作于模式A，当交流输入vin处于非过零换流处期间时，变换器工作于模式B。
基于第一方面，在本发明一些实施例中，上述模式A与模式B交替循环出现。
基于第一方面，在本发明一些实施例中，上述模式A包括三种工作模态：工作模态A-I，本工作模态开始于开关管S1导通时刻，当开关管S1导通，输入电压vin经过电感L1，开关管S1，第一整流二极管DR1为电感L1充能，输出电容C1、输出电容C2以及主输出电容C0为负载供能；此阶段电感电流iL1线性上升，输出电容电压vc1、输出电容电压vc2下降；工作模态A-II，本工作模态开始于开关管S1关断时刻，当开关管S1关断，电感电流iL1经过二极管D1为输出电容C1、主输出电容C0以及负载RL供能，输出电容C2放电，并且输出电容电压vc2下降；该阶段电感电流iL1续流到零则进入下一工作模态，输出电容电压vc1上升、输出电容电压vc2下降；工作模态A-III，本工作模态开始于电感电流iL1续流至零时刻，开关管S1保持关断，输出电容C1、输出电容C2以及主输出电容C0为负载供能；该阶段输出电容电压vc1下降、输出电容电压vc2下降。
基于第一方面，在本发明一些实施例中，上述模式B，包括四种工作模态：工作模态B-I，本工作模态开始于开关管S1导通时刻；当开关管S1导通，输入电压vin经过电感L1，开关管S1，第一整流二极管DR1为电感L1充能，输出电容C1与主输出电容C0为负载供能，电感L2为输出电容C2供能；此时，电感电流iL1线性上升，电感电流iL2下降，输出电容电压vc1下降，输出电容电压vc2上升；工作模态B-II，本工作模态开始于开关管S1关断时刻；当开关管S1关断，电感电流iL1经过二极管D1为输出电容C1、主输出电容C0以及负载RL供能，且输出电容C2放电时，电感电流iL1下降，输出电容电压vc2下降，输出电容电压vc1上升，由于电感两端电压vL2＝-vc2，因此电感电流iL2也下降；当输出电容电压vc2下降到零后，输出电容电压vc2开始反向充电；此时，电感两端电压vL2随vc2的反向电压值增大而增大，因此电感电流iL2开始上升；工作模态B-III，本工作模态开始于开关管S1保持关断且电感电流iL1小于电感电流iL2时刻；电感电流iL1继续减小，输出电容C1放电，输出电容C2放电为电感L2供能；此时，电感电流iL2上升，输出电容电压vc1下降，输出电容电压vc2反向电压减小；工作模态B-IV，本工作模态开始于电感电流iL1续流至零时刻；开关管S1保持关断，电感电流iL1保持为零，此阶段，输出电容电压vc1下降，输出电容电压vc2增大；当输出电容电压vc2>0时，电感电流iL2下降；当输出电容电压vc2<0时，电感电流iL2上升；输出电容电压vc1下降，输出电容电压vc2增大。
第二方面，本发明实施例提供一种控制系统，包括上述变换器和用于控制所述变换器实现恒流输出的控制电路，所述控制电路与所述变换电路的输出端连接。
基于第二方面，在本发明一些实施例中，所述控制电路包括采样比例放大电路Ki、加减法器、PI参数运算器、比较器与驱动电路；所述变换电路的输出端连接有输出电流采样电阻Ri，对所述输出电流采样电阻Ri上的电压进行采样，经过比例放大电路Ki后通过加减法器与参考电流Iref进行比较，产生的比较结果经过PI参数运算器计算得到误差反馈信号ve；误差反馈信号ve与三角波信号通过比较器比较产生脉冲驱动信号，脉冲驱动信号经过隔离驱动电路同时驱动开关管S1、开关管S2。
本发明与现有技术相比，至少具有如下的优点和有益效果：
1、变换器不需要使用两个大体积的电解电容，而采用两个电容容值小的小体积安规/薄膜电容与单个电解电容(此电容容值是现有无桥变换器的两个电容容值的一半)即可实现更低的输出纹波特性。
2、变换器对无桥拓扑中双电感进行了分时复用，增加了器件利用率，即电感在其中一个半工频周期内，处于断续导电模式(DCM)以保证开关管的零电流关断与系统控制实现简单的优点，另一方面，电感在另一个半工频周期内，处于连续导电模式(CCM)以实现输出纹波滤波的功能。
3、对电感器件进行了分时复用的同时，仍然可以采用现有无桥buck-boost PFC变换器简单的控制原理，不需要特别的控制设置，不增加控制复杂性；继续保持了现有无桥buck-boost PFC变换器功率因数高、输入电流谐波小的优点。
附图说明
为了更清楚地说明本发明示例性实施方式的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。在附图中：
图1为现有技术中无桥buck-boost PFC变换器的原理图与输出电容；
图2(a)为一种无桥升降压式功率因数校正变换器一实施例的变换电路原理图与输出电容；
图2(b)为一种无桥升降压式功率因数校正变换器一实施例的变换电路原理图；
图3(a)为一种无桥升降压式功率因数校正变换器的工作模态A-I的等效电路图；
图3(b)为一种无桥升降压式功率因数校正变换器的工作模态A-II的等效电路图；
图3(c)为一种无桥升降压式功率因数校正变换器的工作模态A-III的等效电路图；
图4(a)为一种无桥升降压式功率因数校正变换器的工作模态B-I的等效电路图；
图4(b)为一种无桥升降压式功率因数校正变换器的工作模态B-II的等效电路图；
图4(c)为一种无桥升降压式功率因数校正变换器的工作模态B-III的等效电路图；
图4(d)为一种无桥升降压式功率因数校正变换器的工作模态B-IV的等效电路图；
图5为变换电路中关键器件在一个开关周期内(模式A阶段和模式B阶段)的波形图；
图6为本发明的无桥buck-boost PFC变换器输出等效电路与现有技术的对比图；
图7为一种控制系统的控制原理图；
图8为本发明申请的buck-boost PFC变换器与现有的buck-boost PFC变换器关键器件仿真波形对比图；
图9为变换电路中关键器件在一个开关周期时TS刻度下的波形仿真图。
图标：1-输入滤波单元；2-整流单元；3-升降压单元；4-输出电容单元。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。
实施例1
本实施例提供一种无桥升降压式功率因数校正变换器，包括变换电路，上述变换电路包括依次连接的输入滤波单元1、整流单元2、升降压单元3和输出电容单元4；上述输出电容单元4包括输出电容C1，输出电容C2和主输出电容C0，上述输出电容C1的一端与上述输出电容C2的一端连接，上述输出电容C1的另一端与上述升降压单元3及主输出电容C0的正端连接，上述输出电容C2的另一端与上述升降压单元3及主输出电容C0的负端连接；上述输出电容C1与上述输出电容C2的相互连接端与上述升降压单元及3输入滤波单元1连接。
变换电路为变换器能够实现AC-DC变换主要部分。示例性的，本实施例中变换电路原理图如图2(a)和图2(b)所示，变换电路主要包括输入滤波单元1、整流单元2、升降压单元3和输出电容单元4；
其中，输入滤波单元1包括：输入滤波电感Lf，输入滤波电容Cf；整流单元2包括：第一整流二极管DR1，第二整流二极管DR2；升降压单元3包括：开关管S1，开关管S2，电感L1，电感L2，二极管D1，二极管D2；输出电容单元4包括：输出电容C1，输出电容C2，主输出电容Co。
具体连接结构为：输入电压源vin的一端连接滤波电感Lf的一端，滤波电感Lf的另一端连接滤波电容Cf的一端、电感L1的一端、电感L2的一端、输出电容C1的一端和输出电容C2的一端；滤波电容Cf的另一端连接输入电压源vin的另一端、整流管DR1的阴极和整流管DR2的阳极；整流管DR1的阳极连接开关管S1的源极；开关管S1的漏极连接电感L1的另一端、二极管D1的阳极；整流管DR2的阴极连接开关管S2的漏极；开关管S2的源极连接电感L2的另一端、二极管D2的阴极；二极管D1的阴极连接输出电容C1的另一端、主输出电容Co的正端；二极管D2的阳极连接输出电容C2的另一端、主输出电容Co的负端，负载RL并联在主输出电容Co的两端。
如图2(a)所示。本实施例采用了两个电容值较小的安规/薄膜电容，可以实现部分器件的分时复用，可以提高器件的使用率，同时仅使用单个等效电容实现更低的输出电流纹波。
实施例2
在本实施例中，上述变换器包括两种工作模式，当交流输入vin处于过零换流期间时，变换器工作于模式A，当交流输入vin处于非过零换流处期间时，变换器工作于模式B。
由于本发明申请的无桥buck-boost PFC变换器在交流输入正半周期与负半周期的运行是相似的，因此本实施例仅以正半周期的运行为例说明变换器的工作原理。
本发明申请的变换器有A、B两种工作模式：(1)当交流输入vin在过零换流处时，变换器工作于模式A，工作模式A如图3(a)～3(c)所示；(2)当交流输入vin在非过零换流处时，变换器工作于模式B，工作模式B如图4(a)～4(d)所示。需要说明的是，其中工作模式A即为现有无桥buck-boost PFC变换器的工作模态。只是在本发明专利中，通过改变输出电容拓扑结构，工作模态A、B均会出现，且工作模态B是主要运行模式。
图5给出了变换器在一个交流输入工频周期以及工作于模式A、模式B的一个开关周期下的关键器件波形。
对比A、B两个工作模式，工作模式B中原本只在交流输入负半个工频周期工作的电感L2、二极管D2也有电流通过，即在交流输入正半个工频周期也参与工作，其中电感L2与输出电容C2实际上形成了并联L2-C2滤波电路可以实现输出滤波。从能量的角度而言，并联L2-C2滤波电路也在为脉动的交流输入提供能量缓冲功能以实现输出侧的恒定能量流出，进而减少因输入与输出能量不匹配而产生的输出纹波。
其中，模式A包括三种工作模态：
工作模态A-I，图3(a)[t'0～t'1]：本工作模态开始于开关管S1导通时刻，当开关管S1导通，输入电压vin经过电感L1，开关管S1，第一整流二极管DR1为电感L1充能，输出电容C1、输出电容C2以及主输出电容C0为负载供能；此阶段电感电流iL1线性上升，输出电容电压vc1、输出电容电压vc2下降；
工作模态A-II，图3(b)[t'1～t'2]：本工作模态开始于开关管S1关断时刻，当开关管S1关断，电感电流iL1经过二极管D1为输出电容C1、主输出电容C0以及负载RL供能，输出电容C2放电，并且输出电容电压vc2下降；该阶段电感电流iL1续流到零则进入下一工作模态，输出电容电压vc1上升、输出电容电压vc2下降；
工作模态A-III，图3(c)[t'2～t'3]：本工作模态开始于电感电流iL1续流至零时刻，开关管S1保持关断，输出电容C1、输出电容C2以及主输出电容C0为负载供能；该阶段输出电容电压vc1下降、输出电容电压vc2下降。
上述三种工作模态会循环出现，直到输出电容电压vc2第一次下降到零，则开始工作模式B。
模式B包括四种工作模态：
工作模态B-I，图4(a)[t0～t1]：本工作模态开始于开关管S1导通时刻；当开关管S1导通，输入电压vin经过电感L1，开关管S1，第一整流二极管DR1为电感L1充能，输出电容C1与主输出电容C0为负载供能，电感L2为输出电容C2供能；此时，电感电流iL1线性上升，电感电流iL2下降，输出电容电压vc1下降，输出电容电压vc2上升；
工作模态B-II，图4(b)[t1～t2]：本工作模态开始于开关管S1关断时刻；当开关管S1关断，电感电流iL1经过二极管D1为输出电容C1、主输出电容C0以及负载RL供能，且输出电容C2放电时，电感电流iL1下降，输出电容电压vc2下降，输出电容电压vc1上升，由于电感两端电压vL2＝-vc2，因此电感电流iL2也下降；当输出电容电压vc2下降到零后，输出电容电压vc2开始反向充电；此时，电感两端电压vL2随vc2的反向电压值增大而增大，因此电感电流iL2开始上升；
工作模态B-III，图4(c)[t2～t3]：本工作模态开始于开关管S1保持关断且电感电流iL1小于电感电流iL2时刻；电感电流iL1继续减小，输出电容C1放电，输出电容C2放电为电感L2供能；此时，电感电流iL2上升，输出电容电压vc1下降，输出电容电压vc2反向电压减小；
工作模态B-IV，图4(d)[t3～t4]：本工作模态开始于电感电流iL1续流至零时刻；开关管S1保持关断，电感电流iL1保持为零，此阶段，输出电容电压vc1下降，输出电容电压vc2增大；当输出电容电压vc2>0时，电感电流iL2下降；当输出电容电压vc2<0时，电感电流iL2上升。
上述四种工作模态会循环出现直到交流输入开始进行正负半个工频周期的换流阶段，则下一个开关周期将出现工作模式A。
根据变换器的工作模态等效图可以得到变换器输出等效电路图。图6给出了无桥buck-boost PFC变换器输出等效电路图。其中，图6左侧为本发明申请的无桥buck-boostPFC变换器的输出等效电路，图6右侧为现有无桥buck-boost PFC的输出等效电路，图中iD1,av为二极管在一个开关周期内的平均电流。通过图6可知，本发明申请变换器相比于现有无桥buck-boost PFC变换器增加了一个并联L2-C2滤波电路，因此可以实现更低的输出纹波。
实施例3
如图7所示，本实施例提供了一种控制系统，包括上述变换器和用于控制所述变换器实现恒流输出的控制电路，所述控制电路与所述变换电路的输出端连接。
由于buck-boost PFC变换器常用于LED驱动装置，因此本发明申请采用恒流输出控制方式。其中控制电路包括采样比例放大电路Ki、加减法器、PI参数运算器、比较器与驱动电路；变换电路的输出端在主输出电容C0与负载RL之间连接有输出电流采样电阻Ri；
对所述输出电流采样电阻Ri上的电压进行采样，经过比例放大电路Ki后通过加减法器与参考电流Iref进行比较，产生的比较结果经过PI参数运算器计算得到误差反馈信号ve；误差反馈信号ve与三角波信号通过比较器比较产生脉冲驱动信号，脉冲驱动信号经过隔离驱动电路同时驱动开关管S1、开关管S2。另外，开关管S1、开关管S2可以使用同一开关驱动信号进行控制。
仿真试验例
采用PSIM仿真软件对本发明申请的无桥buck-boost PFC变换器的原理与控制方式进行了验证。主要的电路参数如表1所示，其中为了对比本发明申请的性能优势，同时对现有的buck-boost PFC变换器进行了仿真验证。需要说明的是，本发明申请的输出电容C1、输出电容C2的容值均为2uF，可以用安规或者薄膜电容实现，而现有无桥buck-boost PFC变换器使用的输出电容C1、输出电容C2的容值均为680uF的电解电容，且具有较大的串联等效电阻(本处假设为200mΩ)。
由于现有无桥buck-boost PFC变换器采用串联输出电容结构，因此，对输出侧而言，现有无桥buck-boost PFC变换器的输出电容等效值Ceqv为
Ceqv＝C1/2＝C2/2
为保持公平，在本发明申请的变换器的主输出电容C0容值设为Ceqv，即C1/2。虽然本发明申请仍需要使用340uF电解电容且其耐压值需要增大，但是其容值已经下降到原来的一半了，因此其体积会比现有的无桥buck-boost PFC变换器使用的双电解电容小。
表1变换器仿真参数
Figure BDA0003317488690000081
图8是本发明申请以及现有无桥buck-boost PFC变换器在一个交流工频周期时间刻度下的关键器件波形仿真图。可以看到图8与图5中模式A与模式B在一个工频周期内的关键器件波形(中)，在一个工频周期内的理论分析波形基本一致，且可以看到：
1)两个变换器输出电流io稳定，各个器件波形稳定，说明变换器可以使用简单的单闭环环路控制，且运行稳定，其控制均采用同样的PI参数(P＝0.01,I＝0.005)；
2)本发明变换器的PF达到0.998，THDi仅为6.3％；现有变换器PF为0.997，THDi为7.6％，即本发明申请的变换器相较于现有变换器可以实现更高的PF与更低的THDi。
3)在“主输出电容Co”为“现有无桥buck-boost PFC变换器的输出电容C1或输出电容C2的1/2”情况下，本发明申请的变换器输出电流纹波仅为207mA，低于现有无桥变换器的231mA，即比现有无桥buck-boost PFC变换器少了9.4％的电流纹波。
图9是本发明申请的变换器在一个开关周期时间刻度下的关键器件波形仿真图。可以看到图9中模式A波形图(左)与图5中模式A的波形图(左)、图9中模式B波形图(右)与图5中模式B的波形图(右)所示的变换器在一个开关周期内的关键器件理论波形图相一致。
结合图5、图8、图9可知，仿真验证了变换器的理论运行模态，验证了本发明申请的变换器的可行性。
综上所述，本专利申请所提出的无桥低输出纹波buck-boostPFC变换器，保留了现有无桥buck-boost PFC变换器使用简单的单闭环控制即可实现高功率因数与低输入电流谐波的优点，并且本专利申请变换器的两个开关管仍然可以使用同一控制信号，没有增加设计与控制难度。
相比于现有buck-boost PFC变换器，本发明采用改进的输出电容设置，可以分时复用本发明变换器中空闲的电感，使得变换器多了一组LC输出滤波电路，进而使变换器具有更低的输出电流纹波(仿真显示减少了9.4％)，且可以改用一个电解电容与两个小体积的安规或薄膜电容，减小了变换器的整体体积。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.无桥升降压式功率因数校正变换器，其特征在于，包括变换电路，所述变换电路包括依次连接的输入滤波单元、整流单元、升降压单元和输出电容单元；
所述升降压单元包括开关管S1、电感L1、二极管D1、开关管S2、电感L2和二极管D2，所述电感L1的一端与所述开关管S1的漏极、二极管D1的阳极连接，所述电感L1的另一端与所述电感L2的一端连接，所述电感L2的另一端与所述开关管S2的源极、二极管D2的阴极连接，所述开关管S1的源极、开关管S2的漏极分别与所述整流单元连接；
所述输出电容单元包括输出电容C1、输出电容C2和主输出电容C0，所述输出电容C1的一端与所述输出电容C2的一端连接，所述输出电容C1的另一端与所述二极管D1的阴极、主输出电容C0的正端连接，所述输出电容C2的另一端与所述二极管D2的阳极、主输出电容C0的负端连接；
所述输出电容C1和输出电容C2的相互连接端与电感L1和电感L2的相互连接端、所述输入滤波单元连接；
所述整流单元包括整流管DR1和整流管DR2，所述整流管DR1的阳极与所述开关管S1的源极连接，所述整流管DR1的阴极与所述整流管DR2的阳极及输入滤波单元连接，所述整流管DR2的阴极与所述开关管S2的漏极连接；
所述变换器包括两种工作模式，当交流输入vin处于过零换流期间时，变换器工作于模式A，当交流输入vin处于非过零换流处期间时，变换器工作于模式B；
所述模式B，包括四种工作模态：
工作模态B-I，本工作模态开始于开关管S1导通时刻；当开关管S1导通，输入电压vin经过电感L1，开关管S1，第一整流二极管DR1为电感L1充能，输出电容C1与主输出电容C0为负载供能，电感L2为输出电容C2供能；此时，电感电流iL1线性上升，电感电流iL2下降，输出电容电压vc1下降，输出电容电压vc2上升；
工作模态B-II，本工作模态开始于开关管S1关断时刻；当开关管S1关断，电感电流iL1经过二极管D1为输出电容C1、主输出电容C0以及负载RL供能，且输出电容C2放电时，电感电流iL1下降，输出电容电压vc2下降，输出电容电压vc1上升，由于电感两端电压vL2＝-vc2，因此电感电流iL2也下降；当输出电容电压vc2下降到零后，输出电容电压vc2开始反向充电；此时，电感两端电压vL2随vc2的反向电压值增大而增大，因此电感电流iL2开始上升；
工作模态B-III，本工作模态开始于开关管S1保持关断且电感电流iL1小于电感电流iL2时刻；电感电流iL1继续减小，输出电容C1放电，输出电容C2放电为电感L2供能；此时，电感电流iL2上升，输出电容电压vc1下降，输出电容电压vc2反向电压减小；
工作模态B-IV，本工作模态开始于电感电流iL1续流至零时刻；开关管S1保持关断，电感电流iL1保持为零，此阶段，输出电容电压vc1下降，输出电容电压vc2增大；当输出电容电压vc2>0时，电感电流iL2下降；当输出电容电压vc2<0时，电感电流iL2上升。
2.根据权利要求1所述的无桥升降压式功率因数校正变换器，其特征在于，所述输出电容C1及输出电容C2为薄膜安规电容。
3.根据权利要求1所述的无桥升降压式功率因数校正变换器，其特征在于，所述输入滤波单元包括滤波电感Lf和滤波电容Cf，所述滤波电感Lf的一端与交流输入vin的一端连接，所述滤波电感Lf的另一端与所述电感L1、电感L2的相互连接端和滤波电容Cf的一端连接，所述滤波电容Cf的另一端与所述交流输入vin的另一端及整流管DR1的阴极连接。
4.根据权利要求1所述的变换器的无桥升降压式功率因数校正变换器，其特征在于，所述模式A与模式B交替循环出现。
5.根据权利要求4所述的无桥升降压式功率因数校正变换器，其特征在于，所述模式A包括三种工作模态：
工作模态A-I，本工作模态开始于开关管S1导通时刻，当开关管S1导通，输入电压vin经过电感L1，开关管S1，第一整流二极管DR1为电感L1充能，输出电容C1、输出电容C2以及主输出电容C0为负载供能；此阶段电感电流iL1线性上升，输出电容电压vc1、输出电容电压vc2下降；
工作模态A-II，本工作模态开始于开关管S1关断时刻，当开关管S1关断，电感电流iL1经过二极管D1为输出电容C1、主输出电容C0以及负载RL供能，输出电容C2放电，并且输出电容电压vc2下降；该阶段电感电流iL1续流到零则进入下一工作模态，输出电容电压vc1上升、输出电容电压vc2下降；
工作模态A-III，本工作模态开始于电感电流iL1续流至零时刻，开关管S1保持关断，输出电容C1、输出电容C2以及主输出电容C0为负载供能；该阶段输出电容电压vc1下降、输出电容电压vc2下降。
6.一种控制系统，其特征在于，包括如权利要求1或3-5任一项所述的变换器和用于控制所述变换器实现恒流输出的控制电路，所述控制电路与所述变换电路的输出端连接。
7.根据权利要求6所述的控制系统，其特征在于，所述控制电路包括采样比例放大电路Ki、加减法器、PI参数运算器、比较器与驱动电路；
所述变换电路的输出端连接有输出电流采样电阻Ri，对所述输出电流采样电阻Ri上的电压进行采样，经过比例放大电路Ki后通过加减法器与参考电流Iref进行比较，产生的比较结果经过PI参数运算器计算得到误差反馈信号ve；误差反馈信号ve与三角波信号通过比较器比较产生脉冲驱动信号，脉冲驱动信号经过隔离驱动电路同时驱动开关管S1、开关管S2。
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