CN112332652A - 一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路 - Google Patents

一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路，其属于电力电子领域，通过在工频输入电压的正负半周中切换电路的连接关系，取消了传统变换器输入侧的整流桥，从而有助于提高能量的转换效率。本发明的控制并不复杂，仅需要对两个高频开关管施加相应的互补开关信号，以及对工频开关管施加跟踪于输入电压的开关信号。发明通过实现开关管的零电流开关，从而解决了变换器效率以及功率密度限制的问题，在结构中取消了整流桥，可以进一步提高变换器的效率。

Description

一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路
技术领域
本发明属于电力电子领域，具体涉及一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路。
背景技术
随着消费电子和便携式设备的发展，人们对电源适配器的效率提出了更高的要求。为了避免设备在接入电网时为电网带来大量的电流谐波，PFC电路常被用来作为电源适配器中的前端电路。通常情况下，PFC电路由Buck、Boost、Buck-Boost等PWM变换器构建，然而这类变换器因其硬开关的特性不利于提高适配器的效率，而且大电感的存在也极大地限制了功率密度的提高。同时，因为结构简单、控制方便，由上述PWM变换器构建的有桥PFC电路常被业界采用。但是，有桥PFC电路因其整流桥内二极管压降的存在，限制了变换器效率。
发明内容
针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路解决了现有技术中变换器效率被限制的问题。
为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路，包括交流电压源VAC和输入滤波电感L1；
所述交流电压源VAC的一端与输入滤波电感L1的一端连接，所述交流电压源VAC的另一端分别与输入滤波电容C1的一端、谐振电感Lr1的一端、工频开关管Sn1的一端和工频开关管Sp2的一端连接，所述输入滤波电感L1的另一端分别与输入滤波电容C1的另一端和高频开关管S1的一端连接，所述高频开关管S1的另一端分别与高频开关管S2的一端、工频开关管Sn2的一端和工频开关管Sp1的一端连接，所述高频开关管S2的另一端与谐振电感Lr1的另一端连接，所述工频开关管Sp1的另一端与谐振电容Cr1的一端连接，所述谐振电容Cr1的另一端分别与谐振电容Cr2的一端、二极管D1的正极和二极管D2的负极连接，所述谐振电容Cr2的另一端与工频开关管Sn1的另一端连接，所述二极管D1的负极与谐振电感Lr2的一端连接，所述谐振电感Lr2的另一端分别与工频开关管Sn2的另一端、工频开关管Sp2的另一端、输出电容Cout的一端和负载电阻RL的一端连接，所述二极管D2的正极分别与输出电容Cout的另一端和负载电阻RL的另一端连接。
进一步地，所述无桥功率因数校正电路包括正半工频周期的三种模态和负半工频周期的三种模态。
进一步地，所述正半工频周期的三种模态均令频开关管Sp1和工频开关管Sp2保持导通，其他开关管断开，谐振电容Cr1接入回路，所述正半工频周期的三种模态具体为：
第一模态：令高频开关管S1导通、二极管D1零电流导通和谐振电容Cr1和谐振电感Lr2参与谐振，通过输出电容Cout保持输出电压Vout；
第二模态：令高频开关管S1断开、高频开关管S2导通、二极管D1导通、二极管D2零电流导通以及谐振电容Cr1和谐振电感Lr1参与谐振，使谐振电感Lr1的电流正弦上升，使谐振电感Lr2不参与谐振，其电流线性下降为零；
第三模态：令高频开关管S1保持关断、高频开关管S2保持导通以及谐振电感Lr1的电流谐振至零，使二极管D2零电流关断。
进一步地，所述负半工频周期的三种模态均令工频开关管Sn1和工频开关管Sn2保持导通，其他开关管断开，谐振电容Cr2接入回路，所述负半工频周期的三种模态具体为：
第四模态：令高频开关管S1导通、二极管D1零电流导通和谐振电容Cr2和谐振电感Lr2参与谐振，通过输出电容Cout保持输出电压Vout；
第五模态：令高频开关管S1断开、高频开关管S2导通、二极管D1导通、二极管D2零电流导通以及谐振电容Cr2和谐振电感Lr1参与谐振，使谐振电感Lr1的电流正弦上升，使谐振电感Lr2不参与谐振，其电流线性下降为零；
第六模态：令高频开关管S1保持关断、高频开关管S2保持导通以及谐振电感Lr1的电流谐振至零，使二极管D2零电流关断。
进一步地，所述无桥功率因数校正电路的功率因数PF为：
Figure BDA0002742749100000031
其中，π表示圆周率，Vm表示输入电压的幅值，Vout表示输出电压。
进一步地，所述无桥功率因数校正电路的总谐波失真THD为：
Figure BDA0002742749100000032
本发明的有益效果为：
(1)本发明通过实现开关管的零电流开关，从而解决了变换器效率以及功率密度限制的问题。
(2)本发明在结构中取消了整流桥，可以进一步提高变换器的效率。
(3)本发明结构简单，方便控制，同时对变换器效率无限制，拥有广阔的应用前景。
附图说明
图1为本发明提供的一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路结构图；
图2为本发明提供的一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路在正半工频周期的第一模态；
图3为本发明提供的一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路在正半工频周期的第二模态；
图4为本发明提供的一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路在正半工频周期的第三模态；
图5为本发明提供的一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路在负半工频周期的第四模态；
图6为本发明提供的一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路在负半工频周期的第五模态；
图7为本发明提供的一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路在负半工频周期的第六模态；
图8为本发明提供的一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路在工频周期和开关周期内的关键波形图；
图9为本发明提供的实施例中一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路在工频周期内的仿真波形图(输入电压VAC＝90V，输出电压Vout＝50V，输出功率Pout＝50W)；
图10为本发明提供的实施例中一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路在工频周期内的仿真波形图(输入电压VAC＝110V，输出电压Vout＝50V，输出功率Pout＝50W)；
图11为本发明提供的实施例中一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路在工频周期内的仿真波形图(输入电压VAC＝220V，输出电压Vout＝50V，输出功率Pout＝50W)；
图12为本发明提供的实施例中一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路在工频周期内的仿真波形图(输入电压VAC＝270V，输出电压Vout＝50V，输出功率Pout＝50W)。
具体实施方式
下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
下面结合附图详细说明本发明的实施例。
如图1所示，一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路，其特征在于，包括交流电压源VAC和输入滤波电感L1；
所述交流电压源VAC的一端与输入滤波电感L1的一端连接，所述交流电压源VAC的另一端分别与输入滤波电容C1的一端、谐振电感Lr1的一端、工频开关管Sn1的一端和工频开关管Sp2的一端连接，所述输入滤波电感L1的另一端分别与输入滤波电容C1的另一端和高频开关管S1的一端连接，所述高频开关管S1的另一端分别与高频开关管S2的一端、工频开关管Sn2的一端和工频开关管Sp1的一端连接，所述高频开关管S2的另一端与谐振电感Lr1的另一端连接，所述工频开关管Sp1的另一端与谐振电容Cr1的一端连接，所述谐振电容Cr1的另一端分别与谐振电容Cr2的一端、二极管D1的正极和二极管D2的负极连接，所述谐振电容Cr2的另一端与工频开关管Sn1的另一端连接，所述二极管D1的负极与谐振电感Lr2的一端连接，所述谐振电感Lr2的另一端分别与工频开关管Sn2的另一端、工频开关管Sp2的另一端、输出电容Cout的一端和负载电阻RL的一端连接，所述二极管D2的正极分别与输出电容Cout的另一端和负载电阻RL的另一端连接。
正半工频周期内，工频开关管Sp1和工频开关管Sp2保持导通，其他开关管断开，谐振电容Cr1接入回路，基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路的工作模态为：
如图2所示，第一模态：高频开关管S1导通，二极管D1零电流导通，谐振电容Cr1和谐振电感Lr2参与谐振，输出电压Vout依靠输出电容Cout保持；
如图3所示，第二模态：高频开关管S1关断，高频开关管S2导通，二极管D1继续导通，二极管D2零电流导通，谐振电容Cr1和谐振电感Lr1参与谐振，谐振电感Lr1中的电流正弦上升。谐振电感Lr2不再参与谐振，其电流线性下降至零；
如图4所示，第三模态：高频开关管S1保持关断，高频开关管S2保持导通，谐振电感Lr1中的电流继续谐振，直至谐振到零，二极管D2零电流关断。
与正半工频周期类似，负半工频周期内，工频开关管Sn1和工频开关管Sn2保持导通，其他开关管断开，谐振电容Cr2接入回路，基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路在开关周期内的工作模态为：
如图5所示，第四模态：高频开关管S1导通，二极管D1零电流导通，谐振电容Cr2和谐振电感Lr2参与谐振，输出电压Vout依靠输出电容Cout保持；
如图6所示，第五模态：高频开关管S1关断，高频开关管S2导通，二极管D1继续导通，二极管D2零电流导通，谐振电容Cr2和谐振电感Lr1参与谐振，谐振电感Lr1中的电流正弦上升。谐振电感Lr2不再参与谐振，其电流线性下降至零；
如图7所示，第六模态：高频开关管S1保持关断，高频开关管S2保持导通，谐振电感Lr1中的电流继续谐振，直至谐振到零，二极管D2零电流关断。
与上述六种工作模态依次对应，本发明提供的基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路在工频周期和开关周期内的关键波形图如图8所示。
基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路的功率因数PF为：
Figure BDA0002742749100000071
其中：π表示圆周率，Vout为输出电压，Vm为输入电压的幅值。
基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路的功率因数PF输入电流的总谐波失真THD为：
Figure BDA0002742749100000072
需要特别注意的是，本发明中工频开关管和高频开关管均被视为理想开关，在实际应用中，为了在关断时阻断体二极管导通，需使用双向开关管。
仿真分析结果：
如图9所示，本发明实施例的仿真波形，其仿真参数为：输入交流电压VAC＝90V，负载电阻RL＝50Ω，谐振电感Lr1＝5.5μH，谐振电感Lr2＝22μH，谐振电容Cr1＝220nF，谐振电容Cr2＝220nF，输出电容Cout＝1000u，变换器输出电压为50V，输出功率为50W。
如图10所示，本发明实施例的仿真波形，其仿真参数为：输入交流电压VAC＝110V，负载电阻RL＝50Ω，谐振电感Lr1＝5.5μH，谐振电感Lr2＝22μH，谐振电容Cr1＝220nF，谐振电容Cr2＝220nF，输出电容Cout＝1000u，变换器输出电压为50V，输出功率为50W。
如图11所示，本发明实施例的仿真波形，其仿真参数为：输入交流电压VAC＝220V，负载电阻RL＝50Ω，谐振电感Lr1＝5.5μH，谐振电感Lr2＝22μH，谐振电容Cr1＝220nF，谐振电容Cr2＝220nF，输出电容Cout＝1000u，变换器输出电压为50V，输出功率为50W。
如图12所示，本发明实施例的仿真波形，其仿真参数为：输入交流电压VAC＝270V，负载电阻RL＝50Ω，谐振电感Lr1＝5.5μH，谐振电感Lr2＝22μH，谐振电容Cr1＝220nF，谐振电容Cr2＝220nF，输出电容Cout＝1000u，变换器输出电压为50V，输出功率为50W。
综上，本发明所提出的基于谐振开关电容变换器的无桥PFC电路可以实现宽输入范围的功率因数校正，且具有较好的功率因数校正性能。

Claims (6)

1.一种基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路，其特征在于，包括交流电压源VAC和输入滤波电感L1；
所述交流电压源VAC的一端与输入滤波电感L1的一端连接，所述交流电压源VAC的另一端分别与输入滤波电容C1的一端、谐振电感Lr1的一端、工频开关管Sn1的一端和工频开关管Sp2的一端连接，所述输入滤波电感L1的另一端分别与输入滤波电容C1的另一端和高频开关管S1的一端连接，所述高频开关管S1的另一端分别与高频开关管S2的一端、工频开关管Sn2的一端和工频开关管Sp1的一端连接，所述高频开关管S2的另一端与谐振电感Lr1的另一端连接，所述工频开关管Sp1的另一端与谐振电容Cr1的一端连接，所述谐振电容Cr1的另一端分别与谐振电容Cr2的一端、二极管D1的正极和二极管D2的负极连接，所述谐振电容Cr2的另一端与工频开关管Sn1的另一端连接，所述二极管D1的负极与谐振电感Lr2的一端连接，所述谐振电感Lr2的另一端分别与工频开关管Sn2的另一端、工频开关管Sp2的另一端、输出电容Cout的一端和负载电阻RL的一端连接，所述二极管D2的正极分别与输出电容Cout的另一端和负载电阻RL的另一端连接。
2.根据权利要求1所述的基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路，其特征在于，所述无桥功率因数校正电路包括正半工频周期的三种模态和负半工频周期的三种模态。
3.根据权利要求2所述的基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路，其特征在于，所述正半工频周期的三种模态均令频开关管Sp1和工频开关管Sp2保持导通，其他开关管断开，谐振电容Cr1接入回路，所述正半工频周期的三种模态具体为：
第一模态：令高频开关管S1导通、二极管D1零电流导通和谐振电容Cr1和谐振电感Lr2参与谐振，通过输出电容Cout保持输出电压Vout；
第二模态：令高频开关管S1断开、高频开关管S2导通、二极管D1导通、二极管D2零电流导通以及谐振电容Cr1和谐振电感Lr1参与谐振，使谐振电感Lr1的电流正弦上升，使谐振电感Lr2不参与谐振，其电流线性下降为零；
第三模态：令高频开关管S1保持关断、高频开关管S2保持导通以及谐振电感Lr1的电流谐振至零，使二极管D2零电流关断。
4.根据权利要求2所述的基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路，其特征在于，所述负半工频周期的三种模态均令工频开关管Sn1和工频开关管Sn2保持导通，其他开关管断开，谐振电容Cr2接入回路，所述负半工频周期的三种模态具体为：
第四模态：令高频开关管S1导通、二极管D1零电流导通和谐振电容Cr2和谐振电感Lr2参与谐振，通过输出电容Cout保持输出电压Vout；
第五模态：令高频开关管S1断开、高频开关管S2导通、二极管D1导通、二极管D2零电流导通以及谐振电容Cr2和谐振电感Lr1参与谐振，使谐振电感Lr1的电流正弦上升，使谐振电感Lr2不参与谐振，其电流线性下降为零；
第六模态：令高频开关管S1保持关断、高频开关管S2保持导通以及谐振电感Lr1的电流谐振至零，使二极管D2零电流关断。
5.根据权利要求1所述的基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路，其特征在于，所述无桥功率因数校正电路的功率因数PF为：
Figure FDA0002742749090000021
其中，π表示圆周率，Vm表示输入电压的幅值，Vout表示输出电压。
6.根据权利要求5所述的基于谐振开关电容变换器的无桥功率因数校正电路，其特征在于，所述无桥功率因数校正电路的总谐波失真THD为：
Figure FDA0002742749090000031
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