CN211959064U - 一种新型非隔离Buck PFC变换器系统 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种新型非隔离Buck PFC变换器系统，利用Buck拓扑电路结构、不带反并联二极管的IGBT以及通过相应的电路控制，实现电感电流连续模式(CCM)单相无桥三电平功率因数校正的功能，达到低总谐波失真、高功率因数和高效稳定工作的效果。

Description

一种新型非隔离Buck PFC变换器系统

技术领域

本实用新型涉及AC/DC功率因数校正技术的技术领域，尤其涉及到一种新型非隔离Buck PFC变换器系统。

背景技术

随着电力电子技术快速发展，各种用电设备得到普及。然而接入电网的电力电子开关电源设备成为向电网注入电流谐波的主要来源。高次电流谐波已经严重影响了电网电能质量、传输效率和其他设备的安全运行。因此国内外相关组织针对这一问题制定了限制电力系统电流谐波的相关安全标准。功率因数校正作为一种抑制高次谐波电流和提高功率因数的有效方法，已经成为中大功率电子设备不可或缺的重要一部分。

功率因数校正电路分为无源功率因数校正(PPFC)和有源功率因数校正(APFC)。APFC由于体积小、PF值高而得到广泛应用。传统的功率因数校正电路以升压有源功率因数校正变换器(Boost APFC)为代表，其以结构简单、安全稳定的特点得到广泛应用。然而，在宽范围输入电压条件下，传统的Boost APFC变换器在低电压输入时比高压输入时其效率要低，而且输出电压较高，对于后级设备功率器件电压应力要求较高。由于前级整流桥的存在，导致过多的能量损失，尤其在低压大功率时，二极管的通态损耗更为明显，这大大限制了变换器整机效率的提升。

为了解决传统Boost APFC变换器带来的问题，有学者提出了无桥Buck PFC变换器，无桥Buck方案利用开关管代替桥臂二极管，减小了导通路径开关器件的损耗，而且实现降压输出的目的，减小了后级电路功率器件电压应力要求，从而缩小了成本和提高了工作效率。然而无桥Buck PFC变换器在低压输入时，由于输出电压高于输入电压，存在一定的输入电流死角，从而会恶化输入电流的谐波和功率因数值。

发明内容

本实用新型的目的在于克服现有技术的不足，提供一种新型非隔离Buck PFC变换器系统，利用Buck拓扑电路结构、不带反并联二极管的IGBT以及通过相应的电路控制，实现电感电流连续模式(CCM)单相无桥三电平功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)的功能，达到低总谐波失真、高功率因数和高效稳定工作的效果。

为实现上述目的，本实用新型所提供的技术方案为：

一种新型非隔离Buck PFC变换器系统，包括单相三电平无桥PFC变换器电路和控制电路；

所述控制电路与单相三电平无桥PFC变换器电路连接，从单相三电平无桥PFC变换器电路得到其输入电压V_in、输出电压V_out、电感电流I_L采样数据；

其中，所述单相三电平无桥PFC变换器电路包括功率电感L、功率MOSFET S₁、S₂、不带反并联二极管的IGBT S₃和S₄、输出滤波电容C_o1、C_o2以及负载R；

所述功率MOSFET S₁的S极与功率MOSFET S₂的S极连接，功率MOSFET S₁的G极与功率MOSFET S₂的G极连接；

所述功率MOSFET S₂的D极、不带反并联二极管的IGBT S₃的S极、不带反并联二极管的IGBT S₄的D极均与功率电感L的一端连接，功率电感L的另一端分别与输出滤波电容C_o1、C_o2的一端连接；

输入电流经过所述功率MOSFET S₁、S₂、功率电感L，然后通过中性线构成回路；

所述输出滤波电容C_o2的另一端与不带反并联二极管的IGBT S₃的D极连接，功率电感L、输出滤波电容C_o2、不带反并联二极管的IGBT S₃构成回路；

所述输出滤波电容C_o1的另一端与不带反并联二极管的IGBT S₄的S极连接，功率电感L、输出滤波电容C_o1、不带反并联二极管的IGBT S₄构成回路；

所述负载R和输出滤波电容C_o1、C_o2串联。

进一步地，所述控制电路由辅助供电电源模块、输入电压检测模块、输出电压采样模块、电感电流采样模块、第一驱动电路模块、第二驱动电路模块、第三驱动电路模块、PWM驱动信号产生电路模块、比较器、加法器、积分器、误差放大器组成；

其中，所述输入电压检测模块和输出电压采样模块分别与单相三电平无桥PFC变换器电路中对应的电压输入端和电压输出端连接；

所述第一驱动电路模块与PWM驱动信号产生电路模块连接，用于驱动功率MOSFETS₁和S₂的开闭；

所述第二驱动电路模块和第三驱动电路模块分别连接于输入电压检测模块和PWM驱动信号产生电路模块之间，分别用于驱动不带反并联二极管的IGBT S₃和S₄的开闭；

所述输出电压采样模块、误差放大器、加法器、比较器、PWM驱动信号产生电路模块顺序连接；

所述积分器连接于误差放大器和比较器之间；

所述电感电流采样模块连接于各功率电感的一端与加法器之间。

进一步地，所述输入电压检测模块包括转换电路、双向稳压二极管以及运算放大器；其中，双向稳压二极管接于转换电路和运算放大器之间；

所述转换电路由第一、二、三、四分压电阻R_1a、R_2a、R_3a、R_4a组成；

所述第一分压电阻R_1a的一端接电流输入，另一端与第二分压电阻R_2a连接；

所述第四分压电阻R_4a的一端接电流输入，另一端与第三分压电阻R_3a连接；

所述第二分压电阻R_2a的另一端和第三分压电阻R_3a的另一端接地。

与现有技术相比，本方案原理及优点如下：

本方案利用Buck拓扑电路结构、不带反并联二极管的IGBT以及通过相应的电路控制，实现电感电流连续模式(CCM)单相无桥三电平功率因数校正的功能，达到低总谐波失真、高功率因数和高效稳定工作的效果。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的服务作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本实用新型一种新型非隔离Buck PFC变换器系统的结构框图；

图2为本实用新型一种新型非隔离Buck PFC变换器系统中单相三电平无桥PFC变换器的原理图；

图3为图2在交流电输入正半周时的工作模态之一；

图4为图2在交流电输入正半周时的工作模态之二；

图5为图2在交流电输入负半周时的工作模态之一；

图6为图2在交流电输入负半周时的工作模态之二；

图7为输入电压检测模块的结构示意图；

图8为输入电压检测模块各关键信号波形图；

图9为仿真后输出电压波形图；

图10为仿真后输入电压和输入电流波形图；

图11为输出电压采样模块的电路图；

图12为电感电流采样模块的电路图；

图13为第一、二、三驱动电路模块的电路图；

图14为PWM驱动信号产生电路模块的电路图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本实用新型作进一步说明：

如图1所示，本实施例所述的一种新型非隔离Buck PFC变换器系统，包括单相三电平无桥PFC变换器电路1和控制电路2两部分。

进一步地，如图2所示，第一部分，单相三电平无桥PFC变换器电路1包括功率电感L、功率MOSFET S₁、S₂、不带反并联二极管的IGBT S₃和S₄、输出滤波电容C_o1、C_o2以及负载R。

功率MOSFET S₁的S极与功率MOSFET S₂的S极连接，功率MOSFET S₁的G极与功率MOSFET S₂的G极连接。

功率MOSFET S₂的D极、不带反并联二极管的IGBT S₃的S极、不带反并联二极管的IGBT S₄的D极均与功率电感L的一端连接，功率电感L的另一端分别与输出滤波电容C_o1、C_o2的一端连接。

输入电流经过所述功率MOSFET S₁、S₂、功率电感L，然后通过中性线构成回路。

输出滤波电容C_o2的另一端与不带反并联二极管的IGBT S₃的D极连接，功率电感L、输出滤波电容C_o2、不带反并联二极管的IGBT S₃构成回路。

输出滤波电容C_o1的另一端与不带反并联二极管的IGBT S₄的S极连接，功率电感L、输出滤波电容C_o1、不带反并联二极管的IGBT S₄构成回路。

负载R和输出滤波电容C_o1、C_o2串联。

第二部分，控制电路2与单相三电平无桥PFC变换器电路1连接，从单相三电平无桥PFC变换器电路1得到其输入电压V_in、输出电压Vout、电感电流I_L采样数据，具体由辅助供电电源模块2-1、输入电压检测模块2-2、输出电压采样模块2-3、电感电流采样模块2-4、第一驱动电路模块2-5、第二驱动电路模块2-11、第三驱动电路模块2-12、PWM驱动信号产生电路模块2-6、比较器2-7、加法器2-8、积分器2-9、误差放大器2-10组成。

其中，输入电压检测模块2-2和输出电压采样模块2-3分别与单相三电平无桥PFC变换器电路1中对应的电压输入端和电压输出端连接。

第一驱动电路模块2-5与PWM驱动信号产生电路模块2-6连接，用于驱动功率MOSFET S₁和S₂的开闭；

第二驱动电路模块2-11和第三驱动电路模块2-12分别连接于输入电压检测模块2-2和PWM驱动信号产生电路模块2-6之间，分别用于驱动不带反并联二极管的IGBT S₃和S₄的开闭；

输出电压采样模块2-3、误差放大器2-10、加法器2-8、比较器2-7、PWM驱动信号产生电路模块2-6顺序连接。

积分器2-9连接于误差放大器2-10和比较器2-7之间。

电感电流采样模块2-4连接于各功率电感的一端与加法器2-8之间。

具体地，如图7所示，输入电压检测模块2-2包括转换电路、双向稳压二极管以及运算放大器；双向稳压二极管接于转换电路和运算放大器之间；转换电路由第一、二、三、四分压电阻R_1a、R_2a、R_3a、R_4a组成；第一分压电阻R_1a的一端接电流输入，另一端与第二分压电阻R_2a连接；第四分压电阻R_4a的一端接电流输入，另一端与第三分压电阻R_3a连接；第二分压电阻R_2a的另一端和第三分压电阻R_3a的另一端接地。

输出电压采样模块2-3如图11所示。

电感电流采样模块2-4如图12所示。

第一、二、三驱动电路模块2-5、2-11、2-12均如图13所示。

PWM驱动信号产生电路模块2-6如图14所示。

控制电路2的工作原理如下：

首先，首先通过输出电压采样模块2-3采集输出电压采样值并将输出电压采样值v₀与参考电压v_ref经过误差放大器2-10得到误差电压值v_m，将v_m值一路送入加法器2-8与电感电流采样值i_m进行求和得到V₁值，一路送入积分器2-9进行积分得到V₂值，最后将V₁和V₂送入比较器2-7得到PWM驱动信号P₁、P₂，驱动信号P₁和P₂为两路互补的PWM信号。

然后，将输入电压V_in送入输入电压检测模块2-2对输入电压极性进行判断，若判断出V_in>0时，第二驱动电路模块2-11输出驱动信号P_S3，此时第三驱动电路模块2-12不输出驱动信号；若判断出V_in<0时，第三驱动电路模块2-12输出驱动信号S₄，此时第二驱动电路模块2-11不输出驱动信号；以此来开通或关闭对应的不带反并联二极管的IGBT S₃和S₄。单相三电平无桥PFC变换器电路1通过控制电路2的精确控制，从而可以实现功率因数校正的目的。

本实施例中，单相三电平无桥PFC变换器电路1拓扑结构各工作模态的详细分析如下：

一、在交流电输入正半周，该阶段可以分为两个工作模态：

(1)工作模态一

当交流输入为正半周期时，第一驱动电路模块2-5驱动功率MOSFET S₁、S₂同时导通，不带反并联二极管的IGBT S₃和S₄处于关闭状态。输入电流经过功率MOSFET S₁、S₂，功率电感L，然后通过中性线构成回路，对功率电感L进行储能。同时输出滤波电容C_o1、C_o2向负载R供能，该期间电路工作状态如图3所示。

(2)工作模态二

当功率MOSFET S₁、S₂同时关断时，由输入电压检测模块2-2检测到交流输入为正半周期及V_in>0，第二驱动电路模块2-11输出PWM驱动信号给不带反并联二极管的IGBT S₃，使得不带反并联二极管的IGBT S₃导通，此时功率MOSFET S₁、S₂和不带反并联二极管的IGBTS₄处于关闭状态。功率电感L释放能量，电感电流线性下降，电流经过输出滤波电容C_o2，不带反并联二极管的IGBT S₃构成回路，对滤波电容C_o2进行充电。同时输出滤波电容C_o1、C_o2向负载R供能，该期间电路工作状态如图4所示。

二、在交流电输入负半周，该阶段可以分为两个工作模态：

(1)工作模态三

当交流输入为负半周期时，第一驱动电路模块2-5驱动功率MOSFET S₁、S₂同时导通，不带反并联二极管的IGBT S₃和S₄处于关闭状态。输入电流经过功率MOSFET S₁、S₂，功率电感L，然后通过中性线构成回路，对功率电感L进行储能。同时输出滤波电容C_o1、C_o2向负载R供能，该期间电路工作状态如图5所示。

(2)工作模态四

当功率MOSFET S₁、S₂同时关断时，由输入电压检测模块2-2检测到交流输入为负半周期及V_in<0，第三驱动电路模块2-12输出PWM驱动信号给不带反并联二极管的IGBT S₄，使得不带反并联二极管的IGBT S₄导通，此时功率MOSFET S₁、S₂和不带反并联二极管的IGBTS₃处于关闭状态。功率电感L释放能量，电感电流线性下降，电流经过输出滤波电容C_o1，不带反并联二极管的IGBT S₄构成回路，对滤波电容C_o1进行充电。同时输出滤波电容C_o1、C_o2向负载R供能，该期间电路工作状态如图6所示。

由于实施例中单相三电平无桥PFC变换器电路1拓扑结构中存在两个共源串联的功率MOSFET S₁、S₂和两个不带反并联二极管的IGBT S₃、S₄四个功率开关管，所以需要对输入电压极性进行判断，以便于确定输入电压在不同极性时，选择对应的不带反并联二极管的IGBT工作。

首先交流电V_in通过第一分压电阻R_1a与第二分压电阻R_2a和第三分压电阻R_3a与第四分压电阻R_4a两组分压电阻将输入交流电压转变为小信号交流电，同时加入双向稳压二极管管(TVS)，在电路发生异常时起到保护运算放大器(OPAMP)的作用。通过OPAMP两输入端比较可以得输出信号u_in为高电平还是低电平，在交流电压输入为正半周期时，OPAMP同相输入端电位为正，反向端输入端电位为负，OPAMP输出高电平；反之，在交流电压输入为负半周期时，OPAMP输出低电平。以此来选通对应的驱动电路。输入电压检测模块2-2各关键信号波形如图8所示。

为证明本实施例的有效性，利用了仿真软件PSIM对本实用新型实例进行仿真，得出了如图9所示的输出电压波形以及如图10所示的输入电压和输入电流波形。

以上所述之实施例子只为本实用新型之较佳实施例，并非以此限制本实用新型的实施范围，故凡依本实用新型之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本实用新型的保护范围内。

Claims (3)

1.一种新型非隔离Buck PFC变换器系统，其特征在于，包括单相三电平无桥PFC变换器电路(1)和控制电路(2)；

所述控制电路(2)与单相三电平无桥PFC变换器电路(1)连接，从单相三电平无桥PFC变换器电路(1)得到其输入电压V_in、输出电压V_out、电感电流I_L采样数据；

其中，所述单相三电平无桥PFC变换器电路(1)包括功率电感L、功率MOSFET S₁、S₂、不带反并联二极管的IGBT S₃和S₄、输出滤波电容C_o1、C_o2以及负载R；

所述功率MOSFET S₁的S极与功率MOSFET S₂的S极连接，功率MOSFET S₁的G极与功率MOSFET S₂的G极连接；

所述功率MOSFET S₂的D极、不带反并联二极管的IGBT S₃的S极、不带反并联二极管的IGBT S₄的D极均与功率电感L的一端连接，功率电感L的另一端分别与输出滤波电容C_o1、C_o2的一端连接；

输入电流经过所述功率MOSFET S₁、S₂、功率电感L，然后通过中性线构成回路；

所述输出滤波电容C_o2的另一端与不带反并联二极管的IGBT S₃的D极连接，功率电感L、输出滤波电容C_o2、不带反并联二极管的IGBT S₃构成回路；

所述输出滤波电容C_o1的另一端与不带反并联二极管的IGBT S₄的S极连接，功率电感L、输出滤波电容C_o1、不带反并联二极管的IGBT S₄构成回路；

所述负载R和输出滤波电容C_o1、C_o2串联。

2.根据权利要求1所述的一种新型非隔离Buck PFC变换器系统，其特征在于，所述控制电路(2)由辅助供电电源模块(2-1)、输入电压检测模块(2-2)、输出电压采样模块(2-3)、电感电流采样模块(2-4)、第一驱动电路模块(2-5)、第二驱动电路模块(2-11)、第三驱动电路模块(2-12)、PWM驱动信号产生电路模块(2-6)、比较器(2-7)、加法器(2-8)、积分器(2-9)、误差放大器(2-10)组成；

其中，所述输入电压检测模块(2-2)和输出电压采样模块(2-3)分别与单相三电平无桥PFC变换器电路(1)中对应的电压输入端和电压输出端连接；

所述第一驱动电路模块(2-5)与PWM驱动信号产生电路模块(2-6)连接，用于驱动功率MOSFET S₁和S₂的开闭；

所述第二驱动电路模块(2-11)和第三驱动电路模块(2-12)分别连接于输入电压检测模块(2-2)和PWM驱动信号产生电路模块(2-6)之间，分别用于驱动不带反并联二极管的IGBT S₃和S₄的开闭；

所述输出电压采样模块(2-3)、误差放大器(2-10)、加法器(2-8)、比较器(2-7)、PWM驱动信号产生电路模块(2-6)顺序连接；

所述积分器(2-9)连接于误差放大器(2-10)和比较器(2-7)之间；

所述电感电流采样模块(2-4)连接于各功率电感的一端与加法器(2-8)之间。

3.根据权利要求2所述的一种新型非隔离Buck PFC变换器系统，其特征在于，所述输入电压检测模块(2-2)包括转换电路、双向稳压二极管以及运算放大器；其中，双向稳压二极管接于转换电路和运算放大器之间；

所述转换电路由第一、二、三、四分压电阻R_1a、R_2a、R_3a、R_4a组成；

所述第一分压电阻R_1a的一端接电流输入，另一端与第二分压电阻R_2a连接；

所述第四分压电阻R_4a的一端接电流输入，另一端与第三分压电阻R_3a连接；

所述第二分压电阻R_2a的另一端和第三分压电阻R_3a的另一端接地。

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