CN1437308A - 零纹波开关调制整流与离线式变换一体化开关电源 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种零纹波开关调制整流与离线式变换一体化开关电源。由主电路单元、控制及保护电路单元两部分构成，主电路单元由整流桥(2)、滤波电容(C₁)、变压器(B)、功率半导体开关管(T_r)、耦合电容(C₂)、输出整流滤波器(3)等构成，其变压器有一个初级绕组(L_p)、一个或多个次级绕组(L_s)和一个耦合电感(L)，L>

(K为L与L_p的耦合系数)。L与L_p同名端相接，并接功率开关管(T_r)正极，L_p另一端接耦合电容(C₂)一端，C₂另一端接T_r负极；L_s同名端接整流二极管正极。该开关电源采用了零纹波技术，使cosΦ高、谐波少、效率高、EMI小，并且体积小、成本低。

Description

零纹波开关调制整流与离线式变换一体化开关电源

本发明涉及一种将零纹波开关调制整流器与离线式变换器一体化的开关电源。

目前，开关电源除了在小功率或便携式电器中由电池供直流电压外，大都由工频市电经二极管整流电容滤波电路供给直流电压。该整流滤波电路是一种非线性元件和储能元件的组合，由此引发出开关电源功率因数低，谐波干扰大的问题。原因是，只在交流电压正弦瞬时值高于直流电压时，工频电网才对滤波电容充电。所以整流二极管导通角小，充电电流呈尖峰状，远远偏离正弦波。因此，一般开关电源输入端功率因数cosφ只有0.65左右，影响了电能利用效率，并且使电网电压波畸变，产生谐波干扰。增加校正电路(如有源功率因数校正器APFC)后，可使输入端谐波电流分量(THD)由95％～140％下降到5％，cosφ提高到0.97～0.99，甚至接近于1。但成本将增加15％～25％，并且EMI高，效率也会有所降低。国内外正研究开关电源与功率因数校正器合成一级，成本只增加5％。由此说明，开关电源引发的问题必须要同时给予解决。

本发明的目的是，克服上述现有技术的不足，提供一种一体化开关电源，它将开关调制整流器与离线式变换器合成一级，提高开关电源的性能与要求。

本发明的实现根据下述原理。

由基本的PWM变换器——Buck-Boost变换器推演，再增加隔离环节，则得出一种广泛应用的变换器——反激变换器(Flyback converter)，如图1所示。

开关管T_r与快速二极管D工作相位相反。当T_r导通时D阻断，变压器原边绕组电感L_p储能，电流I₁增加；当T_r关断时D导通，耦合储能经副边电感L_s传送至负载Z_L，I₂逐渐减小。电容C起储能滤波作用。

由Buck(降压型)变换器与单端变压隔离器结合，可得出另一种典型的变换器——正激变换器(Forward converter)，如图2所示。

这是一个原边和副边同时工作的线路，即T_r与D₁工作相位相同，L和D₂起续流作用。由于原边绕组通过的是单向脉动电流，一个实用的单端变压隔离正激变换器电路，必须采取措施，使变压器磁芯磁性复位，从而得到一批变形电路(可参见开关电源方面的书籍)。

所谓有源功率因数校正器(APFC)，是在不控整流器与电容滤波器之间接入的一个DC/DC开关变换器。据此可以实现开关调制整流，即应用电压—电流双环反馈和脉宽调制技术(PWM)，使输入电流波形跟踪正弦输入电压波形。功率因数可提高到0.99或更高，THD小于5％。

从原理上说，任何一种DC/DC变换器拓扑，如Buck、Boost、Flyback、Sepic乃至Zeta、Cuk，都可以用作APFC的主电路，但由于Boost变换器的特殊优点，应用于APFC更为广泛。APFC常用的控制方法有三种，即：电流峰值控制、电流滞环控制、平均电流控制。平均电流控制优于前两种的特点是：高频电流的平均值是工频电流的瞬时值，高频电流的峰值与平均值之间的误差小；THD很小；对噪声不敏感；原则上可以检测任意拓扑、任意支路的电流；连续(CCM)断续(DCM)两种工作模式都可以采用。但也存在APFC共有的缺点：EMI(辐射)高，MTBF(平均故障间隔时间)下降。图3是采用平均电流控制的Boost功率因数校正器的电路原理图及输入电流波形。该电路可在输入电压80～265V/AC和宽频带下工作，输出电压可保持稳定。

为了便于研制和生产有源功率因数校正器，现在APFC的控制电路已集成化，有多种芯片可供选用。下表列出美国Unitrode公司的部分系列芯片的功能。

型号	UC3852UC3854A/B	UC3855A/B	UC3864	UC3865	UC3875
						功能	平均电流控制	用零电压转换(ZVT)	用零电压开关(ZVS)	用零电流开关(ZCS)	移相式全桥(ZVS-PWM)

开关电源的基本要求是：高稳定、高效率和实现小型化。其发展方向是：高频化、器件更新换代、谐波抑制与功率因数校正、适应性拓宽。为了使开关电源能够在高频下高效率地运行，几十年来国内外已经开发出多种软开关技术。经过20年开关电源的应用已经得到共识：要促进开关电源的进一步发展，必须设法提高功率因数。也就是说功率因数校正成为开关电源发展的技术依托。我国邮电部YD/T731-94标准要求，单整流模块容量大于1.5kw时，其功率因数必须在0.93以上。

下面介绍一项实验结果报导：美国Virginia电力电子中心用ZVT软开关技术实现的Boost有源功率因数校正器，输出600W/400V，开关频率100kHz，输入电压范围90～260VAC；当输入电压≥200V时，效率≥97％。主开关采用IGBT(IRGBC30U)，在其上并联4.4nF电容。

电感器滤波的物理实质是一个吸收和放出无功电能的过程。只要其电感量不是无穷大，若想吸收和放出无功，必须要有电感电流的增大和减小的变化，这个变化的分量就是所谓的纹波电流。那么能否利用两个互相耦合的绕组，使其中一个绕组流过电流的纹波分量，而另一个绕组流过非纹波分量呢？方法找到了。

电感(L₁-L₂)有两个互相耦合的绕组，其匝数分别为N₁、N₂，电感量分别为L₁、L₂，互感量为L_m，设加在两个绕组两端的电压分别为V₁、V₂，且V₁＝λV₂，λ为比例系数，那么纹波电压也满足V_e1＝λV_e2。电感(L₁-L₂)的电流纹波等效电路如图4(a)所示，T型去耦等效电路如图4(b)所示。L_p、L_s分别为初级、次级的漏电感，折算关系为：L_p＝L₁-L_m L_s＝L₂-L_m。由图可得： $V_{\mathrm{el}}=(L_p+L_m)\·\frac{{\mathrm{di}}_1}{\mathrm{dt}}+L_m\·\frac{{\mathrm{di}}_2}{\mathrm{dt}}$ (1) $V_{e2}=L_m\·\frac{{\mathrm{di}}_1}{\mathrm{dt}}+(L_s+L_m)\·\frac{{\mathrm{di}}_2}{\mathrm{dt}}$ $\frac{{\mathrm{di}}_1}{\mathrm{dt}}=\frac{V_{e1}}{L_{\mathrm{ep}}}=\frac{V_{e1}}{L_1\·\frac{1-K^2}{1-\mathrm{Kn\λ}}}$ $\frac{{\mathrm{di}}_2}{\mathrm{dt}}=\frac{V_{e2}}{L_{\mathrm{es}}}=\frac{V_{e2}}{L_2\·\frac{1-K^2}{1-K/\mathrm{n\λ}}}---\left(2\right)$ 式中，L_ep、L_es分别称为等效原边电感和等效副边电感； $\mathrm{\&Kgr;}=\frac{L_m}{\sqrt{L_1{L}_2}},$ 称为耦合系数； $n=\sqrt{\frac{L_1}{L_2}}=\frac{N_1}{N_2},$ 称为电感匝比。

当K＝nλ＜1时，L_ep＝L₁     L_es→∞。              (3)

结果：流过L₁的纹波电流不变，流过L₂的纹波电流为零。(即纹波电流只从L₁流过)

当 $\mathrm{\&Kgr;}=1/\mathrm{n\&lambda;}<1$ 时，L_ep→∞    L_es＝L₂。                              (4)

结果：流过L₁的纹波电流为零，流过L₂的纹波电流不变。

实际中，往往使λ＝1，即加在两个绕组上的电压波形一样。

根据上述原理，一种零纹波开关调制整流与离线式变换一体化开关电源，由主电路单元、控制及保护电路单元两部分构成，如图5所示。主电路单元由熔断电阻FB、压敏电阻R_v、互感滤波器(1)、整流桥(2)、滤波电容C₁、带耦合电感的变压器B、功率半导体开关管T_r、耦合电容C₂、输出整流滤波器(3)构成。控制及保护电路单元包括：输入电流检测器、输入电压检测器、输出电压检测器、控制用电源整流滤波器、控制芯片、保护芯片组成。工频市电串联熔断电阻FB、并联压敏电阻R_V后，经过互感滤波器(1)进入整流桥(2)，在滤波电容C₁上产生脉动电压，由于C₁容量很小(约1μF左右)，所以其电压波形为正弦脉动(即与市电半周一致)。当系统有大的过流时FB熔断，当有大的脉冲高压时R_V导通，对系统起到过流、过压硬保护作用，而互感滤波器(1)对100kHz～1600kHz的干扰有很强的双向抑制作用。

主电路单元的核心部分(即特征部分)如图6所示。变压器B有一个初级绕组L_p、一个次级绕组L_s(或多个)、一个辅助次级绕组L_s′，并带有一个耦合电感L_o整流桥(2)输出的正极(即滤波电容C₁的正极端)接变压器B所带的耦合电感L的一端，L的另一端与(对于该端而言)初级绕组L_p的同名端相接，并连接开关管T_r的“正极”，L_p的另一端连接耦合电容C₂的一端，C₂的另一端连接到T_r的“负极”和整流桥(2)输出的负极(即滤波电容C₁的负极端)；变压器B次级绕组L_s的同名端(对于L_p与L相接的那个端而言)连接整流二极管D的正极，L_s的另一端连接输出滤波电容C₃的负极，C₃的正极连接D的负极，负载和输出电压检测器则并联在C₃的两端。整流二极管D和输出滤波电容C₃就属于输出整流滤波器(3)。变压器B若有多个次级绕组，则其输出整流滤波的方法与次级绕组L_s一致。辅助次级绕组L_s′的两端连接到控制及保护电路单元的控制用电源整流滤波器。

变压器B的初级绕组L_p与其所带的耦合电感L的电感量满足下面关系：L＞L_p $\sqrt{\frac{L_p}{L}}\&GreaterEqual;K\&GreaterEqual;0.85\sqrt{\frac{L_p}{L}}$ 。K为L与L_p的耦合系数。 $\mathrm{\&Kgr;}=\sqrt{\frac{L_p}{L}}$ 正是L为零纹波的条件，但是最好是保留一点“正”纹波，以增强系统的稳定性。要注意的另一点是，耦合电容C₂的容量不宜过大，最好是在电路工作时，C₂上的电压波形与滤波电容C₁一致。

当开关管T_r导通时，整流二极管D(和输出整流滤波器(3)内的其它整流二极管)阻断。整流桥(2)的输出电流通过L、T_r形成回路，并且C₂通过变压器B的初级绕组L_p和T_r放电，L和L_p均储能。由于电流都是从L与L_p的同名端流入，通过耦合作用使L的电流变化(即纹波)减小甚至为零。当T_r关断时，整流二极管D(和输出整流滤波器(3)内的其它整流二极管)导通。由于通过L的电流不能突变，则L的电流经L_p、C₂形成回路，给耦合电容C₂充电，为下一个工作周期做准备，同时L和L_p的储能由次级绕组L_s通过二极管D向输出滤波电容C₃及负载释放，并且通过其它次级绕组(如果有的话)和辅助次级绕组L_s′输出。

控制及保护电路单元，以变压器B的辅助次级绕组L_s′接到控制用电源整流滤波器的输出为电源；根据所检测的输入电压(即C₁端电压)、输入电流(即流过耦合电感L的电流)、输出电压(即C₃端电压)，进行双环反馈，按平均电流法控制开关管T_r的通断占空比(即PWM控制)。一方面使输入电流跟踪输入电压的变化成为平滑的正弦脉动，则电网的输入电流为正弦；另一方面使输出电压是平滑稳定的直流。控制及保护电路单元还对系统的过流、过压进行“软保护”(通过关断功率半导体开关管T_r来实现)。

该一体化开关电源的直流输出电压(平均值)V_o与正弦交流输入电压(有效值)V_s的关系为： $V_o=\frac{d}{1-\stackrel{\_}{d}}\&CenterDot;\frac{V_s}{n}---\left(5\right)$

d——开关管导通占空比的平均值；

$n=\sqrt{\frac{L_p}{L_s}}=\frac{N_p}{N_s}$ ——变压器的电压变比(即电感匝比)；

N_p、N_s——分别为L_p和L_s的匝数。开关管关断峰值电压V_pp为： $V_{\mathrm{pp}}=\sqrt{{2V}_s}+n\&CenterDot;V_o---\left(6\right)$ 初级绕组L_p的匝数N_p按下式确定： $N_p\&GreaterEqual;\frac{V_s\&CenterDot;\stackrel{\_}{d}}{\mathrm{\&Delta;B}\&CenterDot;A_e\&CenterDot;f_s}---\left(7\right)$

ΔB——工作磁通密度(T)；

A_e——磁芯有效面积(mm²)；

f_s——开关频率(MHz)。

本发明与现有技术相比具有如下优越性：

该一体化开关电源，采用了零纹波技术，将开关调制整流器与离线式变换器合成一级，使功率因数高、高次谐波少、效率高、EMI小，输出电压隔离稳定。并且器件少、体积小、成本低。

下面结合附图以最佳实施例详述本发明。

图1为反激变换器电路图；

图2为正激变换器电路图；

图3为平均电流控制的Boost功率因数校正器电路原理图及输入电流波形图；

图4(a)、(b)分别为电感(L₁-L₂)的电流纹波等效电路及其T型去耦等效电路；

图5为零纹波开关调制整流与离线式变换一体化开关电源的电路原理框图；

图6为该一体化开关电源的主电路单元核心部分电路图。

如图5所示，该零纹波开关调制整流与离线式变换一体化开关电源，由主电路单元、控制及保护电路单元两部分构成。

主电路单元由熔断电阻(FB)、压敏电阻(R_V)、互感滤波器(1)、整流桥(2)、滤波电容(C₁)、带耦合电感的变压器(B)、功率场效应管(T_r)、耦合电容(C₂)、输出整流滤波器(3)构成；输出整流滤波器(3)包括整流二极管(D)和输出滤波电容(C₃)。工频市电串联熔断电阻(FB)、并联压敏电阻(R_V)后，经过互感滤波器(1)进入整流桥(2)，在滤波电容(C₁)上产生脉动电压，由于滤波电容(C₁)容量很小(约1μF左右)，所以其电压波形为正弦脉动(即与市电半周一致)。当系统有大的过流时熔断电阻(FB)熔断，当有大的脉冲高压时压敏电阻(R_V)导通，对系统起到过流、过压硬保护作用，而互感滤波器(1)对100kHz～1600kHz的干扰有很强的双向抑制作用。当功率场效应管(T_r)导通时，整流二极管(D)阻断，整流桥(2)的输出电流通过变压器(B)的耦合电感(L)、功率场效应管(T_r)形成回路，并且耦合电容(C₂)通过变压器(B)的初级绕组(L_p)和功率场效应管(T_r)放电，耦合电感(L)和初级绕组(L_p)均储能。由于电流都是从耦合电感(L)与初级绕组(L_p)的同名端流入，通过耦合作用使耦合电感(L)的电流纹波减小甚至为零。当功率场效应管(T_r)关断时，整流二极管(D)导通，由于通过耦合电感(L)的电流不能突变，则耦合电感(L)的电流经初级绕组(L_p)、耦合电容(C₂)形成回路，给耦合电容(C₂)充电，为下一个工作周期做准备；同时，耦合电感(L)和初级绕组(L_p)的储能由变压器(B)的次级绕组(L_s)通过整流二极管(D)输出，变压器(B)的辅助次级绕组(L_s′)的输出接到控制及保护电路单元的控制用电源整流滤波器作为控制用电源。输出滤波电容(C₃)起储能滤波作用。

控制及保护电路单元包括：输入电流检测器(利用电阻检测)、输入电压检测器(利用电阻分压检测)、输出电压检测器(利用光耦隔离检测)、控制用电源整流滤波器、控制芯片UC3854A、保护芯片LM339。控制及保护电路单元，以变压器(B)的辅助次级绕组(L_s′)接到控制用电源整流滤波器的输出为电源；根据所检测的输入电压(即C₁端电压)、输入电流(即流过耦合电感L的电流)、输出电压(即C₃端电压)，进行双环反馈，由控制芯片UC3854A采用平均电流法控制功率场效应管(T_r)的通断占空比(即PWM控制)。一方面使输入电流跟踪输入电压的变化成为平滑的正弦脉动，则电网的输入电流为正弦；另一方面使输出电压是平滑稳定的直流。控制及保护电路单元还利用保护芯片LM339监视系统的电流和电压，配合控制芯片UC3854A对系统的过流、过压进行“软保护”(通过关断功率场效应管(T_r)来实现)。

如图6所示，该一体化开关电源的主电路单元核心部分(即特征部分)为：整流桥(2)、滤波电容(C₁)、(带有一个耦合电感的)变压器(B)、功率场效应管(T_r)、耦合电容(C₂)、输出整流滤波器(3)，输出整流滤波器(3)包括整流二极管(D)和输出滤波电容(C₃)。变压器(B)有一个初级绕组(L_p)、一个次级绕组(L_s)和一个辅助次级绕组(L_s′)，并带有一个耦合电感(L)。变压器(B)的初级绕组(L_p)与其所带的耦合电感(L)的电感量满足下面关系：L＞L_p $\mathrm{\&Kgr;}\&ap;0.95\sqrt{\frac{L_p}{L}},$ K为耦合电感(L)与初级绕组(L_p)的耦合系数。整流桥(2)输出的正极接滤波电容(C₁)的正极和耦合电感(L)的一端，耦合电感(L)的另一端与(对于该端而言)初级绕组(L_p)的同名端相接，并连接功率场效应管(T_r)的漏极，初级绕组(L_p)的另一端连接耦合电容(C₂)的一端，耦合电容(C₂)的另一端连接到功率场效应管(T_r)的源极、滤波电容(C₁)的负极和整流桥(2)输出的负极。变压器(B)的次级绕组(L_s)的同名端(对于初级绕组(L_p)与耦合电感(L)相接的那个端而言)连接整流二极管(D)的正极，次级绕组(L_s)的另一端连接输出滤波电容(C₃)的负极，输出滤波电容(C₃)的正极连接整流二极管(D)的负极。负载和输出电压检测器则并联在输出滤波电容(C₃)的两端，输出滤波电容(C₃)起储能滤波作用。变压器(B)的辅助次级绕组(L_s′)连接到控制及保护电路单元的控制用电源整流滤波器作为控制用电源。

Claims (2)

1、一种零纹波开关调制整流与离线式变换一体化开关电源，由主电路单元、控制及保护电路单元两部分构成；主电路单元由熔断电阻(FB)、压敏电阻(R_V)、互感滤波器(1)、整流桥(2)、滤波电容(C₁)、带耦合电感的变压器(B)、功率半导体开关管(T_r)、耦合电容(C₂)、输出整流滤波器(3)构成；控制及保护电路单元包括：输入电流检测器、输入电压检测器、输出电压检测器、控制用电源整流滤波器、控制芯片和保护芯片；工频市电串联熔断电阻(FB)、并联压敏电阻(R_V)后，经过互感滤波器(1)进入整流桥(2)，在滤波电容(C₁)上输出正弦脉动电压；其特征是：变压器(B)有一个初级绕组(L_p)、一个次级绕组(L_s)或多个、一个辅助次级绕组(L_s′)，并带有一个耦合电感(L)；整流桥(2)输出的正极连接滤波电容(C₁)的正极和变压器(B)的耦合电感(L)的一端，耦合电感(L)的另一端与对于该端而言初级绕组(L_p)的同名端相接，并连接功率半导体开关管(T_r)的“正极”，初级绕组(L_p)的另一端连接耦合电容(C₂)的一端，耦合电容(C₂)的另一端连接到功率半导体开关管(T_r)的“负极”、滤波电容(C₁)的负极和整流桥(2)输出的负极；变压器(B)的次级绕组(L_s)对于初级绕组(L_p)与耦合电感(L)相接的那个端而言的同名端连接整流二极管(D)的正极，次级绕组(L_s)的另一端连接输出滤波电容(C₃)的负极，输出滤波电容(C₃)的正极连接整流二极管(D)的负极；整流二极管(D)和输出滤波电容(C₃)就属于输出整流滤波器(3)。

2、根据权利要求1所述的一种零纹波开关调制整流与离线式变换一体化开关电源，其特征是：变压器(B)的初级绕组(L_p)与其所带的耦合电感(L)的电感量满足下面关系：L＞L_p $\sqrt{\frac{L_p}{L}}\&GreaterEqual;K\&GreaterEqual;0.85\sqrt{\frac{L_p}{L}}$ ，式中的K为初级绕组(L_p)与耦合电感(L)的耦合系数。

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