CN105591558B - 一种单极高功率因数推挽双正激电路及设计方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种单极高功率因数推挽双正激电路及设计方法，包括交流电源、功率因数校正电路、推挽双正激电路、输出整流稳压电路、开关驱动电路和负载；所述交流电源为电压频率fo为50Hz的正弦交流电源；所述功率校正电路减小输入电流的谐波畸变，使输入电流正比于输入电压，进行功率因数校正；所述推挽双正激电路实现双正激的电源传递及变化；所述输出整流稳压电路将双正激传递的电源信号进行整理稳压。本发明的有益效果是：该电路功率密度高，变换效率大于91％，输出电压和输入电流纹波小，输入电流总谐波畸变THD可控制在10％以内，该电路在直流变化大功率变化场合中具有较好的应用价值。

Description

一种单极高功率因数推挽双正激电路及设计方法
技术领域
本发明涉及一种开关电源电路及设计方法，更具体说，它涉及单极高功率因数推挽双正激电路及设计方法。
背景技术
目前开关电源常用的有反激式和正激式两种，反激式开关电源多用于100－200瓦以下的情况，正激式开关电源负载能力比较强，多用于150瓦到几百瓦的情况。正激式开关电源输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性，相对来说比较好，工作比较稳定，输出电压不容易产生抖动，在一些对输出电压参数要求比较高的场合经常使用。在大电流场合中，正激电路可采用推挽电路来提升磁性利用率。但是，由于电能大多数来自电网，在传统整流电路中，交流输入电压为正弦波，输入电流却不是正弦波，因此电路难以克服功率因数低的特点，同时高次谐波电流会使原来的正弦电网电压产生畸变，使供电电路和变压器发热，造成设备损坏。推挽电路也存在由于原边漏感存在，功率管关断时，漏源极产生较大的电压尖峰以及输入电流纹波的安秒积分大，使输入滤波器的体积较大，以及由于变压器的原边运行可能产生不完全的对称运行，使变压器饱和等缺点。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术不足,提供一种结构合理，功率因数高，电路可靠的一种单极高功率因数推挽双正激电路及设计方法。
为实现上述目的，本发明采用了以下技术方案：
这种单极高功率因数推挽双正激电路，包括交流电源、功率因数校正电路、推挽双正激电路、输出整流稳压电路、开关驱动电路和负载；所述交流电源为电压频率fo为50Hz的正弦交流电源；所述功率校正电路减小输入电流的谐波畸变，使输入电流正比于输入电压，进行功率因数校正；所述推挽双正激电路实现双正激的电源传递及变化；所述输出整流稳压电路将双正激传递的电源信号进行整理稳压；所述开关驱动电路根据输出端的电压采样进行反馈并转化成PWM信号给双正激电路中的开关管提供驱动信号；所述负载接收输出直流电源的供电。
作为优选：所述功率因数校正电路包括：二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、电感L1、二极管D5、二极管D6和电容C1；输入交流正弦电源信号经过二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4进行整流，电感L1为储能电感、电容C1为稳压储能电容，二极管D5和二极管D6根据双正激电路两个开关管的导通而导通，二极管D5导通后输出值VT1 D端信号，二极管D6导通后输出值VT2 D端信号，二极管D3和二极管D4和GND1原边公共母线相接；
所述推挽双正激电路包括：开关管VT1、开关管VT2、电容C2、二极管D7、二极管D8、变压器线圈TP1、变压器线圈TP2和变压器线圈TP3；电容C2为钳位电容；开关管VT1和开关管VT2交替导通组成推挽电路，开关管VT1和开关管VT2的驱动信号为P(t)和Q(t),两个信号均为PWM信号，且相互交替，二极管D7和二极管D8分别是开关管VT1和开关管VT2寄生的反并联二极管；变压器线圈TP1、变压器线圈TP2、变压器线圈TP3是推挽双正激电路的变压器线圈，变压器线圈TP1和变压器线圈TP2为原边线圈，两个线圈匝数相同，同名端相反，且和开关管VT1和开关管VT2交替连成一个回路，在回路的两个中点之间连接电容C2；VT1 D端信号与开关管VT1的D端相接，VT21 D端信号与开关管VT2的D端相接，GND1原边公共母线与开关管VT2的S极相接；变压器副边线圈的输出VO+副边输出端信号和GND2副边公共母线与后级电路相接；
所述输出整流稳压电路包括：二极管D9、二极管D10、二极管D11、二极管D12、电感L2、电容C3、负载R及电阻R1和电阻R2；二极管D9、二极管D10、二极管D11和二极管D12构成正激电路副边半波整流电路，电感L2为滤波电感，电容C3为滤波稳压电容；前级副边输出端信号VO+和副边公共母线GND2作为输出整流稳压电路的输入信号，电阻R1和电阻R2构成输出电压采样电路，采样的电压信号V1做为反馈信号并提供驱动电路进行双正激推挽开关管的PWM驱动信号转换；
所述开关驱动电路包括：误差放大电路和PWM逻辑控制电路，基准电路产生三角波与输出电压信号进行比较，生成的误差信号经过误差放大器控制PWM逻辑控制电路，产生相应的开关管驱动信号P(t)和Q(t)。
这种单极高功率因数推挽双正激电路的设计方法，包括如下步骤：
步骤一，正弦交流电源经过功率因数校正电路中的全桥整流电路进行整流，功率因数校正电路采用的是Boost功率因数校正拓补电路，减小输入电流中的谐波畸变，提升功率因数；
步骤二，功率因数校正后进行推挽双正激电路变换，两个开关管交替导通关断进行能量传递，输入、输出经过高频变压器隔离，使电源变换具有较好的隔直性能；
步骤三，推挽双正激电路通过变压器将电源信号转化传递到副边，副边经过输出整流稳压电路进行整流、稳压后转变为所需的直流电源，给负载供电，实现电源的转化；
步骤四，在输出整流稳压电路中，通过两个采样电阻进行输出电压的采样反馈，作为输出反馈电压信号V1，经过与驱动电路中的基准电压进行比较，产生误差信号；
步骤五，误差信号经过驱动电路的误差放大器及PWM逻辑控制电路，将反馈的误差信号转换为推挽双正激电路中两个推挽开关管的驱动信号；
步骤六，经过反馈电压信号产生的驱动信号控制推挽双正激电路中的开关管进行导通及关断，形成闭环调控输出电压，如此不断闭环调控使输出电压保持恒定。
作为优选：步骤一中，功率因数校正路中的开关管进行简化，与后级推挽双正激电路中的下桥臂开关管共用，在开关管开通与关断中，实现Boost转换，同时，开关管的控制采用电压跟踪DCM模式下的恒频控制PWM方式。
作为优选：步骤二中，推挽双正激电路中引入箝位电容。
作为优选：步骤四中，采样电压用于反馈调控双正激开关管的开通占空比。
作为优选：步骤六中，反馈电压信号经过误差放大及PWM逻辑控制电路，产生PWM信号，该信号的频率决定开关管的开通关断频率，该频率远大于输入交流电压整流后为半正弦波频率，在一个开关周期内，将输入电压近似地看成恒定，实现功率管的电压跟踪调控方式。
本发明的有益效果是：本发明电路通过将Boost功率因数校正电路与推挽双正激电路结合，并对功率校正电路、推挽双正激电路、输出整流稳压电路等电路网络进行设计，实现了单极高功率因数推挽双正激电路的设计，该电路在原有正激电路的基础上，增加箝位电容，抑制了功率开光管的电压尖峰，平衡高频变压器的双向磁化。在推挽双正激电路的前级增加Boost功率因数校正电路，在实施中将功率因数的校正电路的开关管与推挽双正激的一个开关管并用，在提高功率因数的同时，不增加开关管及相应的驱动电路。开关管的频率远大于输入交流电压整流后的半波频率100Hz，满足Boost功率因数校正电路所采用的电压跟踪法的要求，实现对开关管的一个PWM周期的恒压调控，整个电路构成闭环控制，输出较为稳定的电压。对于1kW的输出200VDC单极高功率因数推挽双正激电路进行实验，该电路功率密度高，变换效率大于91％，输出电压和输入电流纹波小，输入电流总谐波畸变THD可控制在10％以内，该电路在直流变化大功率变化场合中具有较好的应用价值。
附图说明
图1为本发明电路框图；
图2为功率因数校正电路原理框图；
图3为推挽双正激电路原理框图；
图4为输出整流稳压电路原理框图；
图5为开关管驱动电路框图；
具体实施方式
下面结合实施例对本发明做进一步描述。下述实施例的说明只是用于帮助理解本发明。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。
如图1所示，输入的交流正弦信号，经过功率因数校正电路，进行输入电源的整流稳压及相应的功率因数校正，提升输入电压和输入电流的一致性，减小输入电流谐波，增加功率因数，然后经过推挽双正激电路，使功率开光的电压尖峰得到抑制，高频变压器实现双向对称磁化，高频变压器的副边隔离输出相应的信号，并经过输出稳压电路输出电源供给负载，同时在工作过程中通过输出稳压电路进行输出电压采样反馈，输送给开关管驱动电路误差放大器及PWM调制控制电路，产生PWM驱动信号，控制推挽双正激电路中的开关管开通与关断，闭环调控输出电压，输出较为稳定的电源供给负载，电路减小了谐波，提升了功率因数。
如图2所示，50Hz的输入交流正弦信号，经过全桥整流电流产生频率为100Hz半波正弦信号，再经过电感L1、电容C1、二极管D5、二级管D6及与后级电路中的开关管VT2构成Boost功率因数校正电路。当开关管VT2导通时，二极管F6导通，电源对电感L1充电，电容C1对后续电路放电，当开关管VT2关断时，二极管D5导通，电源和电容同时对后续电路供电，形成Boost功率校正工作方式。二极管导D5通后输出值VT1 D端信号，二极管D6导通后输出值VT2 D端信号，二极管D3和二极管D4和GND1原边公共母线相接。此电路采用DCM控制模式，在工作中节省了一个开关管及相应的驱动电路，并减小输入电流的高频谐波信号，在不增加电路的复杂程度情况下，提升电路的功率因数。
如图3所示，开关管VT1、开关管VT2、电容C2、二极管D7、二极管D8、变压器线圈TP1、变压器线圈TP2、第三变压器线圈TP3构成推挽双正激电路拓补结构，此电路中两个开关管占空比相同，交替导通，在工作中电路有八种工作模式。开关管的驱动信号来自开关驱动电路，该信号的频率即为开关管的频率，远远大于输入交流信号整流后半波正弦信号的频率50Hz，满足前级开关管VT2将用Boost功率因数校正电路开关管的DCM模式要求。电路C2起到箝位电容的作用，并平衡变压器的双向磁力。VT1 D端信号与开关管VT1的D端相接，VT21 D端信号与开关管VT2的D端相接，GND1原边公共母线与开关管VT2的S极相接；变压器副边线圈的输出VO+副边输出端信号和GND2副边公共母线与后级电路相接。此电路抑制了开关管的电压尖峰，提升了转换效率，同时避免了高频变压器由于双向不平衡磁势造成的饱和及损坏，增加了电路的可靠性。
如图4所示，二极管D9、二极管D10、二极管D11、二极管D12、电感L2、电容C3构成输出稳压电路，电阻R1和电阻R2构成输出电压采样电路。二极管D9、二极管D10、二极管D11和二极管D12构成正激电路副边半波整流电路，电感L2为滤波电感，电容C3为滤波稳压电容。前级副边输出端信号VO+和副边公共母线GND2作为输出整流稳压电路的输入信号电阻R1和电阻R2构成输出电压采样电路，采样的电压信号V1做为反馈信号并提供驱动电路进行推挽双正激开关管的PWM驱动信号转换，该电路实现了电流和电压的稳定输出。
如图5所示，误差放大电路和PWM逻辑控制电路构成开关管驱动电路，基准电路产生三角波与输出电压信号采样信号进行比较，生成的误差信号经过误差放大器控制PWM逻辑控制电路，产生相应的开关管驱动信号P(t)和Q(t)，该P(t)和Q(t)信号的频率远大于输入交流信号整流后的半波正弦信号频率，在一个开关周期电压近似恒定，满足功率因数校正电路中恒压控制的模式要求。
这种单极高功率因数推挽双正激电路设计方法：
步骤一，频率为50Hz的正弦交流电源经过功率因数校正电路中的全桥整流电路进行整流，功率因数校正电路采用的是Boost功率因数校正拓补电路，减小输入电流中的谐波畸变，提升功率因数；Boost功率因数校正拓补电路中的开关管进行了简化，该开关管与后级推挽双正激电路中的下桥臂开关管共用，在开关管开通与关断中，实现Boost转换，同时，开关管的控制采用电压跟踪(DCM)模式下的恒频控制PWM方式。
步骤二，功率因数校正后进行推挽双正激电路变换，两个开关管交替导通关断进行能量传递，输入、输出经过高频变压器隔离，使电源变换具有较好的隔直性能；推挽双正激电路中，引入的箝位电容，推挽双正激电路有八种工作模态，可以使功率开光的电压尖峰得到抑制，高频变压器实现双向对称磁化。此电路中的第二开关管兼有Boost功率因数校正电路中开关管的功能，简化了电路，可节省了一路驱动电路。
步骤三，推挽双正激电路通过变压器将电源信号转化传递到副边，副边经过输出整流稳压电路进行整流、稳压后转变为所需的直流电源，给负载供电，实现电源的转化。
步骤四，在输出整流稳压电路中，通过两个采样电阻进行输出电压的采样反馈，作为输出反馈电压信号V1，经过与驱动电路中的基准电压进行比较，产生误差信号；输出电压稳压电路中的电感、电容起到稳流、稳压的作用，使输出较为稳定，其采样电压主要用于反馈调控双正激开关管的开通占空比。
步骤五，误差信号经过驱动电路的误差放大器及PWM逻辑控制电路，将反馈的误差信号转换为推挽双正激电路中两个推挽开关管的驱动信号。
步骤六，经过反馈电压信号产生的驱动信号控制推挽双正激电路中的开关管进行导通及关断，形成闭环调控输出电压，如此不断闭环调控使输出电压保持恒定。反馈电压信号经过误差放大及PWM逻辑控制电路，产生PWM信号，该信号的频率决定开关管的开通关断频率，该频率一般为频率较高，远大于输入交流电压整流后为100Hz的半正弦波，在一个开关周期内，可以将输入电压近似地看成恒定，实现功率管的电压跟踪调控方式，Boost开关管功率因数校正电路工作在此方式下，减小输入电流高频谐波，提升功率因数。

Claims (1)

1.一种单极高功率因数推挽双正激电路的设计方法，其特征在于：包括交流电源、功率因数校正电路、推挽双正激电路、输出整流稳压电路、开关驱动电路和负载；所述交流电源为电压频率fo为50Hz的正弦交流电源；所述功率校正电路减小输入电流的谐波畸变，使输入电流正比于输入电压，进行功率因数校正；所述推挽双正激电路实现双正激的电源传递及变化；所述输出整流稳压电路将双正激传递的电源信号进行整理稳压；所述开关驱动电路根据输出端的电压采样进行反馈并转化成PWM信号给双正激电路中的开关管提供驱动信号；所述负载接收输出直流电源的供电；
所述功率因数校正电路包括：二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、电感L1、二极管D5、二极管D6和电容C1；输入交流正弦电源信号经过二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4进行整流，电感L1为储能电感、电容C1为稳压储能电容，二极管D5和二极管D6根据双正激电路两个开关管的导通而导通，二极管D5导通后输出值VT1D端信号，二极管D6导通后输出值VT2D端信号，二极管D3和二极管D4和GND1原边公共母线相接；
所述推挽双正激电路包括：开关管VT1、开关管VT2、电容C2、二极管D7、二极管D8、变压器线圈TP1、变压器线圈TP2和变压器线圈TP3；电容C2为钳位电容；开关管VT1和开关管VT2交替导通组成推挽电路，开关管VT1和开关管VT2的驱动信号为P(t)和Q(t),两个信号均为PWM信号，且相互交替，二极管D7和二极管D8分别是开关管VT1和开关管VT2寄生的反并联二极管；变压器线圈TP1、变压器线圈TP2、变压器线圈TP3是推挽双正激电路的变压器线圈，变压器线圈TP1和变压器线圈TP2为原边线圈，两个线圈匝数相同，同名端相反，且和开关管VT1和开关管VT2交替连成一个回路，在回路的两个中点之间连接电容C2；VT1D端信号与开关管VT1的D端相接，VT21D端信号与开关管VT2的D端相接，GND1原边公共母线与开关管VT2的S极相接；变压器副边线圈的输出VO+副边输出端信号和GND2副边公共母线与后级电路相接；
所述输出整流稳压电路包括：二极管D9、二极管D10、二极管D11、二极管D12、电感L2、电容C3、负载R及电阻R1和电阻R2；二极管D9、二极管D10、二极管D11和二极管D12构成正激电路副边半波整流电路，电感L2为滤波电感，电容C3为滤波稳压电容；前级副边输出端信号VO+和副边公共母线GND2作为输出整流稳压电路的输入信号，电阻R1和电阻R2构成输出电压采样电路，采样的电压信号V1做为反馈信号并提供驱动电路进行双正激推挽开关管的PWM驱动信号转换；
所述开关驱动电路包括：误差放大电路和PWM逻辑控制电路，基准电路产生三角波与输出电压信号进行比较，生成的误差信号经过误差放大器控制PWM逻辑控制电路，产生相应的开关管驱动信号P(t)和Q(t)，包括如下步骤：
步骤一，正弦交流电源经过功率因数校正电路中的全桥整流电路进行整流，功率因数校正电路采用的是Boost功率因数校正拓补电路，减小输入电流中的谐波畸变，提升功率因数；功率因数校正路中的开关管进行简化，与后级推挽双正激电路中的下桥臂开关管共用，在开关管开通与关断中，实现Boost转换，同时，开关管的控制采用电压跟踪DCM模式下的恒频控制PWM方式；
步骤二，功率因数校正后进行推挽双正激电路变换，两个开关管交替导通关断进行能量传递，输入、输出经过高频变压器隔离，使电源变换具有较好的隔直性能；推挽双正激电路中引入箝位电容；
步骤三，推挽双正激电路通过变压器将电源信号转化传递到副边，副边经过输出整流稳压电路进行整流、稳压后转变为所需的直流电源，给负载供电，实现电源的转化；
步骤四，在输出整流稳压电路中，通过两个采样电阻进行输出电压的采样反馈，作为输出反馈电压信号V1，经过与驱动电路中的基准电压进行比较，产生误差信号；采样电压用于反馈调控双正激开关管的开通占空比；
步骤五，误差信号经过驱动电路的误差放大器及PWM逻辑控制电路，将反馈的误差信号转换为推挽双正激电路中两个推挽开关管的驱动信号；
步骤六，经过反馈电压信号产生的驱动信号控制推挽双正激电路中的开关管进行导通及关断，形成闭环调控输出电压，如此不断闭环调控使输出电压保持恒定；反馈电压信号经过误差放大及PWM逻辑控制电路，产生PWM信号，该信号的频率决定开关管的开通关断频率，该频率远大于输入交流电压整流后为半正弦波频率，在一个开关周期内，将输入电压近似地看成恒定，实现功率管的电压跟踪调控方式。
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