CN112968621A - 一种单级复合有源箝位推挽反激式逆变器 - Google Patents

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Abstract

一种单级复合有源箝位推挽反激式逆变器，其电路结构由输入直流电源、输入滤波电路、复合有源箝位推挽电路、储能式变压器、周波变换电路、输出滤波电路、交流负载或交流电网依序级联构成；通过在传统推挽电路的两个功率开关中串入一个箝位电容，构成两个复用箝位电容的复合有源箝位推挽电路，实现储能式变压器原边漏感能量的缓冲；周波变换电路实现了高频交流到低频交流解调；这种逆变器分别通过复合有源箝位推挽电路、周波变换电路控制储能式变压器能量存储和释放，实现单级逆变，具有电路结构简单、输入输出隔离、功率开关电压应力低、可靠性高、成本低等优点，适用于中小容量低压逆变场合。

Description

一种单级复合有源箝位推挽反激式逆变器
技术领域：
本发明所涉及的一种单级复合有源箝位推挽反激式逆变器，属于电力电子变换技术。
背景技术：
逆变器是电力电子装置的一个重要组成部分，主要功能是利用功率半导体器件把直流电能转换为交流电能，广泛应用于家用电器、电动汽车和光伏发电等诸多领域。
随着电力电子技术的发展，小型化、轻量化、高频化、高效率、高可靠性、宽输入电压范围已成为电力电子装置的发展方向。传统的推挽电路具有结构简单、变压器双向磁化、磁芯利用率高、不需要磁芯复位等优点，被广泛应用于低压输入的电能变换场合。但是传统的推挽电路多数为Buck型直流变换电路，难以实现宽输入电压范围的应用场合，如果要实现逆变输出则需级联一个逆变器，这种逆变器存在两级功率变换、体积重量大、变换效率低等不足，同时传统的推挽电路由于变压器漏感以及回路中杂散电感的作用，功率管在关断的时候会产生电压尖峰，这对系统的可靠运行和器件选型都带来了困难。
因此，积极寻求一种具有单级功率变换、高变换效率、宽输入电压范围、高可靠性的推挽式逆变器，对于电力电子装置的小型化、轻量化、集成化具有重要意义，在中小容量低压逆变场合具有良好的应用前景。
发明内容：
本发明目的是提供一种具有电路简洁、单级功率变换、变压器双向磁化、高变换效率、宽输入电压范围、高可靠性、体积重量小、成本低的单级复合有源箝位推挽反激式逆变器。
本发明的技术方案在于：这种逆变器电路结构是由输入直流电源、输入滤波电路、复合有源箝位推挽电路、储能式变压器、周波变换电路、输出滤波电路、交流负载或交流电网依序级联构成；所述的输入滤波电路由滤波电容构成或由滤波电感、滤波电容依序级联构成；所述的复合有源箝位推挽电路是在传统推挽电路的两个功率开关中串入一个箝位电容，构成两个复用箝位电容的有源箝位电路，实现储能式变压器原边漏感能量的缓冲，该电路包括带反并联二极管的第一功率开关S1、第二功率开关S2和箝位电容Cs，第一功率开关S1的漏极与输入滤波电容Ci的正极和第一原边绕组N1的异名端连接，第一功率开关S1的源极与箝位电容Cs的第一端和第二原边绕组N2的同名端连接，第二功率开关S2的源极与输入滤波电容Ci的负极和第二原边绕组N2的异名端连接，第二主功率开关S2的漏极与箝位电容Cs的第二端和第一原边绕组N1的同名端连接；所述的全波式周波变换电路由两个或四个能承受双向电压应力和双向电流应力的四象限高频功率开关构成；所述的输出滤波电路由滤波电容构成或由滤波电容、滤波电感依序级联构成。
本发明是将传统的推挽直流变换器与逆变器级联而成两级式逆变器电路结构，构建成新型的复合有源箝位推挽反激式电路结构，提出了单级复合有源箝位推挽反激式逆变器的电路结构与拓扑。
本发明提供的单级复合有源箝位推挽反激式逆变器，能够将不稳定的输入直流电转换为交流负载所需的稳定优质的交流电，具有电路简洁、单级功率变换、变压器双向磁化、变换效率高、输入电压范围宽、可靠性高、体积重量小、成本低、应用前景广泛等优点。所发明的单级复合有源箝位推挽反激式逆变器具有新颖性和创造性，其综合性能将比传统的推挽直流变换器与逆变器级联而成两级式逆变器电路结构优越。
附图说明
图1.传统的推挽直流变换器与逆变器级联而成两级式逆变器电路拓扑。
图2.单级复合有源箝位推挽反激式逆变器的电路结构。
图3.单级复合有源箝位推挽反激式逆变器的电路拓扑1—全波式。
图4.单级复合有源箝位推挽反激式逆变器的电路拓扑2—全桥式。
图5.单级复合有源箝位推挽反激式逆变器工作于DCM模式下的控制框图。
图6.单级复合有源箝位推挽反激式逆变器工作于DCM模式下的稳态原理波形图。
图7.储能式变压器实施例结构示意图。
图8.单级复合有源箝位推挽反激式逆变器工作于DCM模式开关模态一等效电路图。
图9.单级复合有源箝位推挽反激式逆变器工作于DCM模式开关模态二等效电路图。
图10.单级复合有源箝位推挽反激式逆变器工作于DCM模式开关模态三等效电路图。
图11.单级复合有源箝位推挽反激式逆变器工作于DCM模式开关模态四等效电路图。
图12.单级复合有源箝位推挽反激式逆变器工作于DCM模式开关模态五等效电路图。
图13.单级复合有源箝位推挽反激式逆变器工作于DCM模式开关模态六等效电路图。
图14.单级复合有源箝位推挽反激式逆变器工作于DCM模式开关模态七等效电路图。
图15.单级复合有源箝位推挽反激式逆变器工作于DCM模式开关模态八等效电路图。
具体实施方式：
下面结合说明书附图及实施例对本发明的技术方案做进一步描述。
一种单级复合有源箝位推挽反激式逆变器，其电路结构是由输入直流电源、输入滤波电路、复合有源箝位推挽电路、储能式变压器、周波变换电路、输出滤波电路、交流负载或交流电网依序级联构成，如图2所示。其中，所述的输入滤波电路由滤波电容构成或由滤波电感、滤波电容依序级联构成；所述的复合有源箝位推挽电路是在传统推挽电路的两个功率开关中串入一个箝位电容，构成两个复用箝位电容的有源箝位电路，实现储能式变压器原边漏感能量的缓冲，该电路包括带反并联二极管的第一功率开关S1、第二功率开关S2和箝位电容Cs，第一功率开关S1的漏极与输入滤波电容Ci的正极和第一原边绕组N1的异名端连接，第一功率开关S1的源极与箝位电容Cs的第一端和第二原边绕组N2的同名端连接，第二功率开关S2的源极与输入滤波电容Ci的负极和第二原边绕组N2的异名端连接，第二主功率开关S2的漏极与箝位电容Cs的第二端和第一原边绕组N1的同名端连接；所述的全波式周波变换电路由两个或四个能承受双向电压应力和双向电流应力的四象限高频功率开关构成；所述的输出滤波电路由滤波电容构成或由滤波电容、滤波电感依序级联构成。
单级复合有源箝位推挽反激式逆变器的电路拓扑、控制框图、稳态原理波形，分别如图3～4、5、6所示。该逆变器的输入直流电源Ui先经输入滤波电路获得较为平稳的直流电，后经复合有源箝位推挽电路变为大小相等且方向相同的高频交流电流iN1、iN2，iN1、iN2经过储能式变压器隔离变压并经周波变换器调制成单极性SPWM电流波iN3、iN3'，最后经过输出滤波器获得正弦电压或电流。复合有源箝位推挽电路中的有源箝位电路采用互相箝位的方式，S1和Cs构成S2的有源箝位电路，S2和Cs构成S1的有源箝位电路；当S2关断时，S1的体二极管导通，S2端电压箝位在输入源电压Ui与箝位电容Cs电压之和，抑制了储能式变压器N1绕组漏感引起的S2关断电压尖峰，同理，储能式变压器N2绕组漏感引起的S1关断电压尖峰也可通过S2和Cs的有源箝位电路加以抑制。通过将反馈的输出电压(电流)与给定正弦电压参考信号比较，其偏差经PI调节器后获得S1和S2储能占空比D，然后经开关信号调制获得功率开关的驱动信号us1～us10，控制复合有源箝位推挽电路和周波变换电路中功率开关的通断，实现输出电压(电流)控制。
如图7给出了储能式变压器的绕组的一种实施例，N1、N2绕组所在磁柱含有气隙，N3绕组磁柱不含气隙，因此，N1绕组励磁磁通仅匝链N3绕组而不匝链N2绕组，同理，N2绕组励磁磁通仅匝链N3绕组而不匝链N1绕组。当功率开关S1导通时，储能式变压器N1、N2绕组同时正向励磁，N1、N2绕组磁通线性增加，N2绕组磁通为N1、N2绕组磁通量之和，磁场能量储存在N1、N2绕组气隙磁场内；当功率开关S1关断时，存储在变压器的能量通过周波变换电路功率开关向负载释放。功率开关S2导通时，储能式变压器N1、N2绕组同时反向励磁，实现变压器双向磁化，提高了储能式变压器利用率。
单级复合有源箝位推挽反激式逆变器可工作于CRM、DCM模式，图8～11给出了该逆变器工作于DCM模式下、输出低频正半周期、储能式变压器正向励磁时的模态等效电路图。
开关模态一：S1导通，S2、S3、S4、S5、S6均截止，储能式变压器N1、N2绕组分别通过CS-N1-S1-CS和Ci-S1-N2-Ci回路储能，iN1和iN2从零开始线性增加，流经S1的电流为原边两绕组的电流之和，原边的励磁电流为
Figure BDA0002943224500000041
其中，Lm为折算至N1(或N2)侧的励磁电感的感量，ton为S1在一个开关周期内的导通时间。
由式(1)可知，在一个开关周期内直流电源输入电流平均值为
Figure BDA0002943224500000042
系统的功率平衡方程式为
Figure BDA0002943224500000043
其中，RL为交流侧负载或交流电网侧等效负载。
开关模态二：S5、S6导通，S1、S2、S3、S4均截止，S2体二极管导通，N2的漏感电流和励磁电流经回路N2-S2-Cs-N2回馈能量给电容Cs；N1的漏感电流和励磁电流经N1-Ci-S2-N1回馈能量给电容Ci；变压器储存的磁场能量在N3中经四象限开关S5、S6向二次侧释放能量。
开关模态三：变压器原边漏感电流下降至0，S2的反并联二极管关断，此时变压器原边电路退出运行。副边电流由二次侧四象限开关S5、S6续流并释能，由公式(3)和公式(2)可求出输出电压uo
Figure BDA0002943224500000044
令D＝ton/T，将D代入公式(4)得
Figure BDA0002943224500000045
由式(5)可得控制开关周期T和占空比D都可控制输出的大小，采用改变开关周期T的PFM控制，不利于输出滤波且可能存在开关频率过高；采用改变占空比D的PWM调制，输出滤波器容易设计且容易实现，在系统其他的参数固定时，其输出电压uo与占空比D成正比，若要得到正弦电压只需调节占空比D按照正弦规律变化。
开关模态四：此阶段变压器副边绕组励磁电流下降为0，原边、副边电路均退出运行，输出滤波电容向交流负载供电。
图12～15给出了单级复合有源箝位推挽反激式逆变器DCM模式下、输出低频正半周期、储能式变压器反向励磁时的模态等效电路图，储能变压器反向励磁时的分析过程与正向励磁类似，此处不再赘述。
该逆变器要求在任何一个高频周期都可实现储能变压器磁复位，故应满足
N1ΔiN1＜N3ΔiN3 (6)
电感电流增量为
Figure BDA0002943224500000051
Figure BDA0002943224500000052
将励磁电感感量归算到N3绕组得Lm'＝2n2Lm。变压器变比n＝N3/N1，将变压器变比n和占空比D代入式(6)得
Figure BDA0002943224500000053
式(9)在输出电压全范围内均成立，将式(5)代入式(9)得
Figure BDA0002943224500000054
由式(10)可得在固定的电路参数下占空比D的工作范围，使该逆变器始终工作于DCM工作模式，将式(10)代入式(5)得到输出电压uo的工作范围为
Figure BDA0002943224500000055
当输出电压值uo过大时，励磁电流不再向负载供电，而是通过变压器原边电路的主功率开关管向输入直流电源馈电去磁，这种情况逆变器不能正常工作。因此，输出电压uo需满足uomax<2nUi，根据上列论述和式(11)综合可以得出输出电压的工作范围。

Claims (2)

1.一种单级复合有源箝位推挽反激式逆变器，其特征在于：这种逆变器电路结构是由输入直流电源、输入滤波电路、复合有源箝位推挽电路、储能式变压器、周波变换电路、输出滤波电路、交流负载或交流电网依序级联构成；所述的输入滤波电路由滤波电容构成或由滤波电感、滤波电容依序级联构成；所述的复合有源箝位推挽电路是在传统推挽电路的两个功率开关中串入一个箝位电容，构成两个复用箝位电容的有源箝位电路，实现储能式变压器原边漏感能量的缓冲，该电路包括带反并联二极管的第一功率开关S1、第二功率开关S2和箝位电容Cs，第一功率开关S1的漏极与输入滤波电容Ci的正极和第一原边绕组N1的异名端连接，第一功率开关S1的源极与箝位电容Cs的第一端和第二原边绕组N2的同名端连接，第二功率开关S2的源极与输入滤波电容Ci的负极和第二原边绕组N2的异名端连接，第二主功率开关S2的漏极与箝位电容Cs的第二端和第一原边绕组N1的同名端连接；所述的周波变换电路由两个或四个能承受双向电压应力和双向电流应力的四象限高频功率开关构成；所述的输出滤波电路由滤波电容构成或由滤波电容、滤波电感依序级联构成。
2.根据权利要求书1所述的一种单级复合有源箝位推挽反激式逆变器，其特征在于：所述单级复合有源箝位推挽反激式逆变器的电路拓扑包括全波式、全桥式两个电路。
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