CN105680699A - 适用于新能源直流并网的高效直流变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于新能源直流并网的高效直流变换器。变换器输入侧包括一个输入滤波电容、6个开关管、一个电感和两个变压器的原边。第一开关管和第二开关管组成第一桥臂，第二桥臂则由第三和第四开关管组成，第三桥臂由第五和第六开关管组成，输入滤波电容和三个桥臂依次并联。第一变压器原边、与之串联的电感、第一桥臂和第二桥臂组成第一全桥；第二变压器原边、第二桥臂和第三桥臂组成第二全桥。变换器输出侧由两个变压器的副边、两个二极管和两个电容组成。第一变压器和第二变压器的副边按同名端在上的方向直接串联，然后与两个二极管和两个电容共同组成倍压整流电路。本发明具有系统功率损耗小、所需电感量小、控制简单等优点。

Description

适用于新能源直流并网的高效直流变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种适用于新能源直流并网的高效直流变换器，属于电力电子技术领域，适用于高压直流输出的大功率场合。

背景技术

日益增长的气候变化和全球变暖的关注，以及石油价格的飙升，已经推动了可再生能源技术在过去的几十年里快速发展。其中，太阳能和风能是最受欢迎的可再生能源，人们对两者的开发利用已经进行了大量的研究。由于不断增加的可再生能源的电力渗透，直流电网逐渐得到重视。同时，由于现代电力电子技术的迅猛发展，许多可再生能源很方便地就能通过电力电子装置直接得到直流电源。此外，如燃料电池储能系统等自身就是直流系统。因此，将这些直流电源和储能装置直接连接到直流电网的研究活动已被广泛地进行。在这其中，大功率DC/DC变换器是新能源与直流电网或者直流输电之间非常重要的一环。关于中高频隔离DC/DC变换器已经有了大量的研究，并且在传输效率、系统可靠性等方面有了不少突破。然而，仍然存在几个主要的问题阻碍了变换器功率水平的进一步增长，如较高的功率损失和较大的输出滤波电感。

发明内容

技术问题：本发明针对传统全桥变换器的软开关技术要么辅助电路比较复杂不容易控制，要么会产生环流增加半导体器件导通损耗等情况，同时考虑到高效率的大功率DC/DC变换器在不断壮大的新能源发电中的重要性，提出了一种既能有效减小系统功率损耗又能实现控制相对简单的电路拓扑及其控制方法。

技术方案：一种适用于新能源直流并网的高效直流变换器，所述直流变换器输入侧包括输入滤波电容、第一至第六开关管、第一变压器原边、包含有第一变压器原边漏感的输入侧电感和包含有第二变压器原边漏感的第二变压器原边；

所述第一开关管的发射极连接第二开关管的集电极组成第一桥臂，第三开关管的发射极连接第四开关管的集电极组成第二桥臂，第五开关管的发射极连接第六开关管的集电极组成第三桥臂；所述输入滤波电容的正极分别连接第一开关管、第三开关管和第五开关管的集电极，负极分别连接第二开关管、第四开关管和第六开关管的发射极，且输入滤波电容两侧连接输入电压；所述第一变压器原边和输入侧电感串联后，一端连接第一开关管和第二开关管的中间节点，一端连接第三开关管和第四开关管的中间节点，使得第一变压器原边、输入侧电感、第一桥臂和第二桥臂组成第一全桥，且第一变压器原边同名端靠近第一桥臂；

所述第二变压器原边一端连接第三开关管和第四开关管的中间节点，一端连接第五开关管和第六开关管的中间节点，使得第二变压器原边、第二桥臂和第三桥臂组成第二全桥，且第二变压器原边同名端靠近第三桥臂；

所述直流变换器输出侧是包含有第一至第二变压器的副边、第一至第二二极管和第一至第二输出电容的倍压整流电路；所述第一二极管的正极连接第二二极管的负极，第二二极管的正极连接第二输出电容的负极，第二输出电容的正极连接第一输出电容的负极，第一输出电容的正极连接第一二极管的正极；所述第一变压器的副边的异名端连接第二变压器的副边的同名端，第二变压器的副边的异名端连接第一至第二输出电容的中间节点，第一变压器的副边的同名端连接第一至第二二极管的中间节点；且串联后的第一至第二输出电容两侧连接输出电压。

本发明还提供一种适用于新能源直流并网的高效直流变换器的控制方法，具体方法如下：

(1)第一开关管和第四开关管驱动波形完全一样，第二开关管和第三开关管驱动波形完全一样，第一至第四开关管的驱动占空比恒为0.5，且第一开关管驱动与第二开关管驱动互补，第四开关管驱动与第三开关管驱动互补；

(2)第五开关管的开通起点与第一开关管的开通起点相同，第六开关管的开通起点与第二开关管的开通起点相同；

(3)第五开关管和第六开关管驱动的占空比相等，通过闭环控制来调节二者的占空比使电路达稳态。

本发明还提供适用于新能源直流并网的高效直流变换器的控制方法实现的工作方法，一个周期内包括六种工作模态；其中：V_in为输入电压，V_o为输出电压，Q₁为第一开关管，Q₂为第二开关管，Q₃为第三开关管，Q₄为第四开关管，Q₅为第五开关管，Q₆为第六开关管；T₁为原副边匝比为1:N₁的第一变压器，T₂为原副边匝比为1:N₂的第二变压器，C_in为输入滤波电容，L_f为包含有第一变压器原边漏感的输入侧电感；D₁为第一二极管，D₂为第二二极管，C_o1为第一输出电容和C_o2为第二输出电容；i_{p_1}为从第一变压器原边同名端流入的电流，i_{p_2}为从第二变压器原边同名端流入的电流，i_{D_1}为流经第一二极管的电流，i_{D_2}为流经第二二极管的电流；所述六种工作模态如下，其中：t₀≤t＜t₆为一个完整的开关周期：t₀≤t＜t₃为前半周期，t₃≤t＜t₆后半周期：

模态一：t₀≤t＜t₁

t₀时刻是一个新开关周期的起点；在所述t₀时刻，开关管Q₂和Q₃关断，开关管Q₁、Q₄和Q₅开通，Q₆处于关断状态保持不变；在t₀时刻之前，电流i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_1}、i_{D_2}均已为0，所以Q₂和Q₃实现了零电流关断，开关管Q₁、Q₄和Q₅则为零电流开通；t₀≤t＜t₁时间区间内，电流i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_1}均正向线性上升，i_{D_2}仍为0；输入侧电流分为两路：第一路从V_in的正极出发，流经Q₁、L_f、T₁的原边和Q₄，回到V_in的负极；第二路从V_in的正极出发，流经Q₅、T₂的原边和Q₄，回到V_in的负极；输出侧电流线性上升，流经C_o2、两个电压器副边和D₁，方向为变压器副边同名端流出的方向；

模态二：t₁≤t＜t₂

t₁时刻Q₅关断，其余5个开关管状态保持不变；t₁≤t＜t₂时间区间内，i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_1}均线性下降，i_{D_2}保持为0；输入侧第一路电流方向和电流通路与模态一中相同；第二路电流方向与模态一中相同，但由于Q₅的关断，只在由Q₄、T₂的原边和Q₆的反并联二极管组成的环路内流动；输出侧电流线性下降，电流方向和电流通路与模态一中相同；

模态三：t₂≤t＜t₃

t₂时刻，6个开关管状态保持不变，i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_1}均下降为0，i_{D_2}也仍为0；t₂≤t＜t₃时间区间内，两个变压器和输入侧的6个开关管均无电流通过，输出侧也只由两个电容C_o1和C_o2向负载供电；

模态四：t₃≤t＜t₄

t₃时刻是前半个开关周期的结束点，也是后半个开关周期的起点；在t₃时刻，开关管Q₁和Q₄关断，开关管Q₂、Q₃和Q₆开通，Q₅处于关断状态保持不变；在t₃时刻之前，电流i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_1}、i_{D_2}均已为0，所以Q₁和Q₄实现了零电流关断，开关管Q₂、Q₃和Q₆则为零电流开通；t₃≤t＜t₄时间区间内，i_{p_1}、i_{p_2}反向线性上升，i_{D_2}正向线性上升，i_{D_1}仍为0；输入侧电流也分为两路：第一路从V_in的正极出发，流经Q₃、T₁的原边、L_f和Q₂，回到V_in的负极；第二路从V_in的正极出发，流经Q₃、T₂的原边和Q₆，回到V_in的负极；输出侧电流线性上升，流经D₂、两个电压器副边和C_o1，为变压器副边同名端流入的方向。

模态五：t₄≤t＜t₅

t₄时刻Q₆关断，其余5个开关管状态保持不变；t₄≤t＜t₅时间区间内，i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_2}均线性下降，i_{D_1}保持为0；输入侧第一路电流方向和电流通路与模态四中相同；第二路电流方向与模态四中相同，但由于Q₆的关断，只在由Q₃、T₂的原边和Q₅的反并联二极管组成的环路内流动；输出侧电流线性下降，电流方向和电流通路与模态四中相同；

模态六：t₅≤t＜t₆

t₅时刻，6个开关管状态保持不变，i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_2}均下降为0，i_{D_1}也仍为0；t₅≤t＜t₆时间区间内，两个变压器和输入侧的6个开关管均无电流通过，输出侧也只由两个电容C_o1和C_o2向负载供电，与模态三相同。

应当指出的是，电流不一定是呈现等腰三角形的，这与两个变压器的变比取值有关。

有益效果：相对于传统的大功率DC/DC变换器，本发明在实现软开关的同时减小了环流的出现，大大降低了系统的开关损耗和导通损耗；另外，电感放置在变换器的输入侧也能有效减小电感量并且避免副边高压滤波电感的使用；再者，6个开关管中的4个是固定占空比无需控制，因而系统的控制方法相对简单。

附图说明

图1是本发明的典型驱动和电流波形；

图2是主电路工作在模态一的电流通路图；

图3是主电路工作在模态二的电流通路图；

图4是主电路工作在模态三和模态六的电流通路图；

图5是主电路工作在模态四的电流通路图；

图6是主电路工作在模态五的电流通路图；

图7是主电路图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步的说明。

如图7所示，一种适用于新能源直流并网的高效直流变换器，所述直流变换器输入侧包括输入滤波电容、第一至第六开关管、第一变压器原边、包含有第一变压器原边漏感的输入侧电感和包含有第二变压器原边漏感的第二变压器原边；

所述第一开关管的发射极连接第二开关管的集电极组成第一桥臂，第三开关管的发射极连接第四开关管的集电极组成第二桥臂，第五开关管的发射极连接第六开关管的集电极组成第三桥臂；所述输入滤波电容的正极分别连接第一开关管、第三开关管和第五开关管的集电极，负极分别连接第二开关管、第四开关管和第六开关管的发射极，且输入滤波电容两侧连接输入电压；所述第一变压器原边和输入侧电感串联后，一端连接第一开关管和第二开关管的中间节点，一端连接第三开关管和第四开关管的中间节点，使得第一变压器原边、输入侧电感、第一桥臂和第二桥臂组成第一全桥，且第一变压器原边同名端靠近第一桥臂；

所述第二变压器原边一端连接第三开关管和第四开关管的中间节点，一端连接第五开关管和第六开关管的中间节点，使得第二变压器原边、第二桥臂和第三桥臂组成第二全桥，且第二变压器原边同名端靠近第三桥臂；

所述直流变换器输出侧是包含有第一至第二变压器的副边、第一至第二二极管和第一至第二输出电容的倍压整流电路；所述第一二极管的正极连接第二二极管的负极，第二二极管的正极连接第二输出电容的负极，第二输出电容的正极连接第一输出电容的负极，第一输出电容的正极连接第一二极管的正极；所述第一变压器的副边的异名端连接第二变压器的副边的同名端，第二变压器的副边的异名端连接第一至第二输出电容的中间节点，第一变压器的副边的同名端连接第一至第二二极管的中间节点；且串联后的第一至第二输出电容两侧连接输出电压。

适用于新能源直流并网的高效直流变换器的控制方法，具体方法如下：

(1)第一开关管和第四开关管驱动波形完全一样，第二开关管和第三开关管驱动波形完全一样，第一至第四开关管的驱动占空比恒为0.5，且第一开关管驱动与第二开关管驱动互补，第四开关管驱动与第三开关管驱动互补；

(2)第五开关管的开通起点与第一开关管的开通起点相同，第六开关管的开通起点与第二开关管的开通起点相同；

(3)第五开关管和第六开关管驱动的占空比相等，通过闭环控制来调节二者的占空比使电路达稳态。

图1为本发明的典型驱动和电流波形，具体的，适用于新能源直流并网的高效直流变换器的控制方法实现的工作方法，一个周期内包括六种工作模态；其中：V_in为输入电压，V_o为输出电压，Q₁为第一开关管，Q₂为第二开关管，Q₃为第三开关管，Q₄为第四开关管，Q₅为第五开关管，Q₆为第六开关管；T₁为原副边匝比为1:N₁的第一变压器，T₂为原副边匝比为1:N₂的第二变压器，C_in为输入滤波电容，L_f为包含有第一变压器原边漏感的输入侧电感；D₁为第一二极管，D₂为第二二极管，C_o1为第一输出电容和C_o2为第二输出电容；i_{p_1}为从第一变压器原边同名端流入的电流，i_{p_2}为从第二变压器原边同名端流入的电流，i_{D_1}为流经第一二极管的电流，i_{D_2}为流经第二二极管的电流；所述六种工作模态如下，其中：t₀≤t＜t₆为一个完整的开关周期：t₀≤t＜t₃为前半周期，t₃≤t＜t₆后半周期：

如图2所示，模态一：t₀≤t＜t₁

t₀时刻是一个新开关周期的起点；在所述t₀时刻，开关管Q₂和Q₃关断，开关管Q₁、Q₄和Q₅开通，Q₆处于关断状态保持不变；在t₀时刻之前，电流i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_1}、i_{D_2}均已为0，所以Q₂和Q₃实现了零电流关断，开关管Q₁、Q₄和Q₅则为零电流开通；t₀≤t＜t₁时间区间内，电流i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_1}均正向线性上升，i_{D_2}仍为0；输入侧电流分为两路：第一路从V_in的正极出发，流经Q₁、L_f、T₁的原边和Q₄，回到V_in的负极；第二路从V_in的正极出发，流经Q₅、T₂的原边和Q₄，回到V_in的负极；输出侧电流线性上升，流经C_o2、两个电压器副边和D₁，方向为变压器副边同名端流出的方向；

如图3所示，模态二：t₁≤t＜t₂

t₁时刻Q₅关断，其余5个开关管状态保持不变；t₁≤t＜t₂时间区间内，i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_1}均线性下降，i_{D_2}保持为0；输入侧第一路电流方向和电流通路与模态一中相同；第二路电流方向与模态一中相同，但由于Q₅的关断，只在由Q₄、T₂的原边和Q₆的反并联二极管组成的环路内流动；输出侧电流线性下降，电流方向和电流通路与模态一中相同；

如图4所示，模态三：t₂≤t＜t₃

t₂时刻，6个开关管状态保持不变，i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_1}均下降为0，i_{D_2}也仍为0；t₂≤t＜t₃时间区间内，两个变压器和输入侧的6个开关管均无电流通过，输出侧也只由两个电容C_o1和C_o2向负载供电；

如图5所示，模态四：t₃≤t＜t₄

t₃时刻是前半个开关周期的结束点，也是后半个开关周期的起点；在t₃时刻，开关管Q₁和Q₄关断，开关管Q₂、Q₃和Q₆开通，Q₅处于关断状态保持不变；在t₃时刻之前，电流i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_1}、i_{D_2}均已为0，所以Q₁和Q₄实现了零电流关断，开关管Q₂、Q₃和Q₆则为零电流开通；t₃≤t＜t₄时间区间内，i_{p_1}、i_{p_2}反向线性上升，i_{D_2}正向线性上升，i_{D_1}仍为0；输入侧电流也分为两路：第一路从V_in的正极出发，流经Q₃、T₁的原边、L_f和Q₂，回到V_in的负极；第二路从V_in的正极出发，流经Q₃、T₂的原边和Q₆，回到V_in的负极；输出侧电流线性上升，流经D₂、两个电压器副边和C_o1，为变压器副边同名端流入的方向。

如图6所示，模态五：t₄≤t＜t₅

t₄时刻Q₆关断，其余5个开关管状态保持不变；t₄≤t＜t₅时间区间内，i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_2}均线性下降，i_{D_1}保持为0；输入侧第一路电流方向和电流通路与模态四中相同；第二路电流方向与模态四中相同，但由于Q₆的关断，只在由Q₃、T₂的原边和Q₅的反并联二极管组成的环路内流动；输出侧电流线性下降，电流方向和电流通路与模态四中相同；

模态六：t₅≤t＜t₆

t₅时刻，6个开关管状态保持不变，i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_2}均下降为0，i_{D_1}也仍为0；t₅≤t＜t₆时间区间内，两个变压器和输入侧的6个开关管均无电流通过，输出侧也只由两个电容C_o1和C_o2向负载供电，与模态三相同。

相对于传统的大功率DC/DC变换器，本发明在实现软开关的同时减小了环流的出现，大大降低了系统的开关损耗和导通损耗；另外，电感放置在变换器的输入侧也能有效减小电感量并且避免副边高压滤波电感的使用；再者，6个开关管中的4个是固定占空比无需控制，因而系统的控制方法相对简单。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种适用于新能源直流并网的高效直流变换器，其特征在于，所述直流变换器输入侧包括输入滤波电容、第一至第六开关管、第一变压器原边、包含有第一变压器原边漏感的输入侧电感和包含有第二变压器原边漏感的第二变压器原边；

所述第一开关管的发射极连接第二开关管的集电极组成第一桥臂，第三开关管的发射极连接第四开关管的集电极组成第二桥臂，第五开关管的发射极连接第六开关管的集电极组成第三桥臂；所述输入滤波电容的正极分别连接第一开关管、第三开关管和第五开关管的集电极，负极分别连接第二开关管、第四开关管和第六开关管的发射极，且输入滤波电容两侧连接输入电压；所述第一变压器原边和输入侧电感串联后，一端连接第一开关管和第二开关管的中间节点，一端连接第三开关管和第四开关管的中间节点，使得第一变压器原边、输入侧电感、第一桥臂和第二桥臂组成第一全桥，且第一变压器原边同名端靠近第一桥臂；

所述第二变压器原边一端连接第三开关管和第四开关管的中间节点，一端连接第五开关管和第六开关管的中间节点，使得第二变压器原边、第二桥臂和第三桥臂组成第二全桥，且第二变压器原边同名端靠近第三桥臂；

所述直流变换器输出侧是包含有第一至第二变压器的副边、第一至第二二极管和第一至第二输出电容的倍压整流电路；所述第一二极管的正极连接第二二极管的负极，第二二极管的正极连接第二输出电容的负极，第二输出电容的正极连接第一输出电容的负极，第一输出电容的正极连接第一二极管的正极；所述第一变压器的副边的异名端连接第二变压器的副边的同名端，第二变压器的副边的异名端连接第一至第二输出电容的中间节点，第一变压器的副边的同名端连接第一至第二二极管的中间节点；且串联后的第一至第二输出电容两侧连接输出电压。

2.如权利要求1任一所述的一种适用于新能源直流并网的高效直流变换器的控制方法，其特征在于，具体方法如下：

(1)第一开关管和第四开关管驱动波形完全一样，第二开关管和第三开关管驱动波形完全一样，第一至第四开关管的驱动占空比恒为0.5，且第一开关管驱动与第二开关管驱动互补，第四开关管驱动与第三开关管驱动互补；

(2)第五开关管的开通起点与第一开关管的开通起点相同，第六开关管的开通起点与第二开关管的开通起点相同；

(3)第五开关管和第六开关管驱动的占空比相等，通过闭环控制来调节二者的占空比使电路达稳态。

3.如权利要求2所述适用于新能源直流并网的高效直流变换器的控制方法实现的工作方法，其特征在于，一个周期内包括六种工作模态；其中：V_in为输入电压，V_o为输出电压，Q₁为第一开关管，Q₂为第二开关管，Q₃为第三开关管，Q₄为第四开关管，Q₅为第五开关管，Q₆为第六开关管；T₁为原副边匝比为1:N₁的第一变压器，T₂为原副边匝比为1:N₂的第二变压器，C_in为输入滤波电容，L_f为包含有第一变压器原边漏感的输入侧电感；D₁为第一二极管，D₂为第二二极管，C_o1为第一输出电容和C_o2为第二输出电容；i_{p_1}为从第一变压器原边同名端流入的电流，i_{p_2}为从第二变压器原边同名端流入的电流，i_{D_1}为流经第一二极管的电流，i_{D_2}为流经第二二极管的电流；所述六种工作模态如下，其中：t₀≤t＜t₆为一个完整的开关周期：t₀≤t＜t₃为前半周期，t₃≤t＜t₆后半周期：

模态一：t₀≤t＜t₁

t₀时刻是一个新开关周期的起点；在所述t₀时刻，开关管Q₂和Q₃关断，开关管Q₁、Q₄和Q₅开通，Q₆处于关断状态保持不变；在t₀时刻之前，电流i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_1}、i_{D_2}均已为0，所以Q₂和Q₃实现了零电流关断，开关管Q₁、Q₄和Q₅则为零电流开通；t₀≤t＜t₁时间区间内，电流i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_1}均正向线性上升，i_{D_2}仍为0；输入侧电流分为两路：第一路从V_in的正极出发，流经Q₁、L_f、T₁的原边和Q₄，回到V_in的负极；第二路从V_in的正极出发，流经Q₅、T₂的原边和Q₄，回到V_in的负极；输出侧电流线性上升，流经C_o2、两个电压器副边和D₁，方向为变压器副边同名端流出的方向；

模态二：t₁≤t＜t₂

t₁时刻Q₅关断，其余5个开关管状态保持不变；t₁≤t＜t₂时间区间内，i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_1}均线性下降，i_{D_2}保持为0；输入侧第一路电流方向和电流通路与模态一中相同；第二路电流方向与模态一中相同，但由于Q₅的关断，只在由Q₄、T₂的原边和Q₆的反并联二极管组成的环路内流动；输出侧电流线性下降，电流方向和电流通路与模态一中相同；

模态三：t₂≤t＜t₃

t₂时刻，6个开关管状态保持不变，i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_1}均下降为0，i_{D_2}也仍为0；t₂≤t＜t₃时间区间内，两个变压器和输入侧的6个开关管均无电流通过，输出侧也只由两个电容C_o1和C_o2向负载供电；

模态四：t₃≤t＜t₄

t₃时刻是前半个开关周期的结束点，也是后半个开关周期的起点；在t₃时刻，开关管Q₁和Q₄关断，开关管Q₂、Q₃和Q₆开通，Q₅处于关断状态保持不变；在t₃时刻之前，电流i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_1}、i_{D_2}均已为0，所以Q₁和Q₄实现了零电流关断，开关管Q₂、Q₃和Q₆则为零电流开通；t₃≤t＜t₄时间区间内，i_{p_1}、i_{p_2}反向线性上升，i_{D_2}正向线性上升，i_{D_1}仍为0；输入侧电流也分为两路：第一路从V_in的正极出发，流经Q₃、T₁的原边、L_f和Q₂，回到V_in的负极；第二路从V_in的正极出发，流经Q₃、T₂的原边和Q₆，回到V_in的负极；输出侧电流线性上升，流经D₂、两个电压器副边和C_o1，为变压器副边同名端流入的方向。

模态五：t₄≤t＜t₅

t₄时刻Q₆关断，其余5个开关管状态保持不变；t₄≤t＜t₅时间区间内，i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_2}均线性下降，i_{D_1}保持为0；输入侧第一路电流方向和电流通路与模态四中相同；第二路电流方向与模态四中相同，但由于Q₆的关断，只在由Q₃、T₂的原边和Q₅的反并联二极管组成的环路内流动；输出侧电流线性下降，电流方向和电流通路与模态四中相同；

模态六：t₅≤t＜t₆

t₅时刻，6个开关管状态保持不变，i_{p_1}、i_{p_2}、i_{D_2}均下降为0，i_{D_1}也仍为0；t₅≤t＜t₆时间区间内，两个变压器和输入侧的6个开关管均无电流通过，输出侧也只由两个电容C_o1和C_o2向负载供电，与模态三相同。